Параметры измерены при работе в условиях открытого пространства (если не указано нечто другое) ^{(1) (2) (3)}.

Таблица 7.1. Абсолютные максимальные предельно допустимые значения.

Примечания:

(1) Стрессовые значения, выходящие за пределы перечисленных здесь максимальных значений, могут привести к необратимому повреждению микросхемы. Эти параметры в таблице указаны только как рейтинговые, и не подразумевается функционирование микросхемы около этих значений или с выходом за их пределы рекомендованных значений (рекомендуемые значения см. в таблице 7.3). Работа микросхемы при значениях параметров, близких к максимальным в течение длительного периода времени может в худшую сторону повлиять на надежность устройства.

(2) Все указанные напряжения измерены относительно GND, если не указано специально, относительно чего они измерены. Токи, втекающие в микросхему через указанный вывод, считаются положительными, вытекающие отрицательными.

(3) Если напряжение батареи в приложении превышает 16V, то требуется последовательно включенный резистор между батареей и VFB. Верхний резистор в делителе на VFB удовлетворяет этому требованию.

Таблица 7.2. Параметры ESD.

Примечания:

(1) JEDEC-документ JEP155 устанавливает, что 500V HBM позволяет осуществить безопасное производство со стандартным процессом контроля ESD.

(2) JEDEC-документ JEP157 устанавливает, что 250V CDM позволяет осуществить безопасное производство со стандартным процессом контроля ESD.

Таблица 7.3. Рекомендуемые параметры эксплуатации.

Таблица 7.4. Температурные параметры корпуса (bq24616, RGE/VQFN 24 вывода).

Примечание (1): для дополнительной информации по традиционным и новым термальным метрикам см. Semiconductor and IC Package Thermal Metrics application report, SPRA953.

Таблица 7.5. Электрические характеристики. 4.7V ≤ VVCC ≤ 28V, 0°C < T_J < 125°C, типичные значения при T_A = 25°C, измеренные относительно GND (если не указано нечто другое).

Примечание (1): проверено в разработке.

Рис. 1. REF, REGN и ~PG при включении (CE = лог. 1).

Рис. 2. Разрешение зарядки (Charge Enable).

Рис. 3. Мягкий старт, нарастание выходного тока (Current Soft Start, CE = лог. 1).

Рис. 4. Запрет зарядки.

Рис. 5. Форма сигналов переключения в режиме продолжительного соединения.

Рис. 6. Переход из синхронного в несинхронный режим при каждом цикле.

Рис. 7. 100% скважность и импульс обновления.

Рис. 8. Переходной процесс при изменении нагрузки со стороны обслуживаемой системы (работа DPM).

Рис. 9. Подключение батареи.

Рис. 10. Защита от короткого замыкания в батарее.

Рис. 11. Переходной процесс при коротком замыкании в батарее.

Рис. 12. Зависимость КПД от выходного тока.

Регулировка напряжения батареи. Микросхема bq24618 использует высокоточный регулятор напряжения для высоких напряжений зарядки. Напряжение заряда программируется с помощью резисторного делителя напряжения, подключенного между положительным полюсом батареи и землей (GND) и средней точкой делителя, подключенной к выводу VFB. Напряжение на выводе VFB регулируется для 2.1V, что дает следующую формулу для регулируемого напряжения:

V_BAT = 2.1V * (1 + R2/R1)                      (1)

Здесь R2 подключено между VFB и плюсовым контактом батареи, R1 подключен между VFB и GND (см. схему на рис. 19).

Регулировка тока батареи. Вход ISET1 устанавливает максимальный ток быстрой зарядки. Ток зарядки измеряется с помощью резистора датчика тока RSR, подключенного между выводами SRP и SRN (см. схему на рис. 19). Полная шкала дифференциального напряжения между входами SRP и SRN составляет 100mV. Таким образом, для резистора датчика тока 10 mΩ максимальный ток заряда составит 10A. Выражение для тока заряда:

I_CHARGE = V_ISET1 / (20 * RSR)               (2)

V_ISET1 это напряжение на входе ISET1 в диапазоне 0V .. 2V. Выводы SRP и SRN используются для снятия напряжения с датчика тока RSR, для которого выбирается значение по умолчанию 10 mΩ. Однако можно использовать также резисторы других номиналов. Чем больше сопротивление резистора датчика тока, тем получается больше падение напряжения на нем и больше точность регулирования, но при этом повышаются потери на соединении (больше рассеивается мощность на RSR, что снижает КПД).

Регулирование входного тока адаптера. Общий ток, потребляемый от AC-адаптера или другого источника DC, является функцией от тока потребления системы и тока зарядки батареи. Ток потребления системы может меняться в процессе работы - в зависимости от того, какие части схемы (или процессора) подключаются или отключаются, либо в зависимости от режима работы. Без DPM внешний источник питания должен обеспечивать ток, равный сумме максимального тока потребления системы и максимального тока зарядки, поскольку эти токи могут течь одновременно. С использованием системы DPM система зарядки батареи снижает ток зарядки, когда входной ток превышает установленный входной лимит, установленный выводом ACSET. Поэтому сила тока, которую может выдавать адаптер AC, может быть снижена, что снижает общую стоимость системы.

Ток регулирования адаптера вычисляется наподобие тока регулирования через батарею с помощью датчика тока RAC, подключенного между выводами ACP и ACN (см. схему на рис. 19). Максимальное значение тока устанавливается напряжением ACSET по выражению 3:

I_DPM = V_ACSET / (20 * RAC)                       (3)

VACSET это напряжение на входе ACSET в диапазоне 0V .. 2V. Выводы ACP и ACN используются для измерения напряжения на датчике тока RAC. Обычно для RAC по умолчанию используют значение 10 mΩ. Однако можно использовать также резисторы других номиналов. Чем больше сопротивление резистора датчика тока, тем получается больше падение напряжения на нем и больше точность регулирования, но при этом повышаются потери на соединении (больше рассеивается мощность на RAC, что снижает КПД).

Предзаряд. При включении, если напряжение батареи находится ниже порога V_LOWV, то bq24618 прикладывает к батареи ток предзарядки (precharge current). Эта функция предназначена для восстановления глубоко разряженных ячеек батареи. Если порог V_LOWV не был достигнут в течение 30 минут с момента инициации тока precharge, то схема заряда выключается и на выводах состояния выводится информация об ошибке (FAULT).

Ток precharge определяется напряжением на выводе ISET2 (V_ISET2) в соответствии с выражением 4.

I_PRECHARGE = V_ISET2 / (100 * RSR)              (4)

Останов заряда, возобновление заряда, таймер безопасности. Микросхема bq24618 отслеживает ток зарядки во время фазы регулирования напряжения. Когда V_TTC в пределах допустимого диапазона, остановка заряда детектируется в тот момент, когда напряжение на выводе VFB станет выше порога V_RECH, и при этом ток заряда меньше порога I_TERM, вычисляемого по выражению 5:

I_TERM = V_ISET2 / (100 * RSR)                    (5)

Входное напряжение ISET2 находится в диапазоне 0V .. 2V. Минимальный ток предзаряда и ток остановки заряда фиксированы на значении около 125 mA со значением сопротивления по умолчанию для датчика тока 10 mΩ. В качестве предохраняющей функции bq24618 также предоставляет программируемый таймер зарядки. Время зарядки программируется конденсатором, подключенным между выводом TTC и GND, и вычисляется по формуле 6:

t_CHARGE = C_TTC * K_TTC                                  (6)

Здесь C_TTC (в диапазоне от 0.01 μF до 0.11 μF, что дает время безопасности от 1 часа до 10 часов) это емкость конденсатора, подключенная между выводом TTC и GND, K_TTC это постоянный множитель (5.6 min/nF).

Новый цикл заряда будет инициирован и таймер безопасности (safety timer) будет сброшен, когда произойдет любое из следующих событий:

• Напряжение на батарее упадет ниже порога возобновления заряда (recharge threshold).
• Произойдет сброс по включению питания (power-on-reset, POR).
• Был переключен уровень сигнала разрешения CE.

На вывод TTC можно подать низкий уровень, чтобы запретить остановку заряда и запретить таймер безопасности. Если TTC подтянут к VREF, то для bq24618 будет разрешена остановка заряда, но таймер безопасности будет запрещен. Перевод на короткое время TTC в лог. 0 сбросит таймер безопасности. Когда ACOV, VCCLOWV и SLEEP возобновят нормальное функционирование, таймер безопасности сбрасывается.

Включение. Микросхема bq24618 использует компаратор SLEEP, чтобы определить источник питания на выводе VCC, потому что VCC может получать питание либо от батареи, либо от AC-адаптера. Если напряжение VCC превысит напряжение SRN, то bq24618 разрешит (откроет) ACFET и запретит (закроет) BATFET. Если все другие условия удовлетворяют зарядке, то затем bq24618 пытается зарядить батарею (см. врезку "Enable and Disable Charging"). Если напряжение SRN больше VCC, указывая в качестве источника питания батарею, то bq24618 разрешит (откроет) BATFET и войдет в режим сна (SLLEP) с малым током потребления (< 15 μA), чтобы минимизировать потребляемый от батареи ток.

Если VCC снизится ниже порога UVLO, микросхема будет запрещена, ACFET закроется, BATFET откроется.

Разрешение и запрет зарядки. Следующие условия должны быть соблюдены перед тем, как будет разрешена зарядка батареи:

• CE в лог. 1.
• Микросхема не в режиме UVLO и не в режиме VCCLOWV.
• Микросхема не в режиме сна (SLEEP).
• Напряжение VCC ниже, чем порог превышения напряжения AC (VCC < VACOV).
• Истекла задержка 30 ms после первоначального включения.
• Напряжения REGN LDO и VREF LDO находятся в допустимых значениях.
• Нет состояния отключения по перегреву (Thermal shutdown, TSHUT).
• Не была детектирована ошибка TS (TS fault).

После любого из следующих событий выполняющаяся зарядка будет остановлена:

• CE в лог. 0.
• Отключен AC-адаптер, что приведет к входу микросхемы в режим UVLO, VCCLOWV или SLEEP.
• Напряжение на выходе AC-адаптера выше допустимого.
• Слишком велик ток потребления от REGN или VREF LDO.
• Достигнут порог температуры микросхемы TSHUT (145°C при нарастании и гистерезисом в 15°C).
• Напряжение TS вне допустимого диапазона - показывает, что батарея слишком горячая или слишком холодная.
• Вышел таймаут таймера безопасности TTC.

Выбор питания для обслуживаемой системы. Микросхема bq24618 автоматически подключает системную нагрузку либо к AC-адаптеру, либо к аккумуляторной батарее. Батарея подключается к системе по умолчанию при включении питания или в состоянии микросхемы SLEEP (режим сна). Батарея отключается от системы, и вместо неё подключается AC-адаптер через 30 ms после выхода из режима сна. Автоматическая логика "разрыв-перед-замыканием" (break-before-make) предотвращает сквозные токи при коммутации выбранных источников.

Сигнал ACDRV используется для управления парой P-канальных транзисторов MOSFET, включенных встречно-последовательно (back-to-back) между AC-адаптером и ACP, с истоками, соединенными вместе и подключенными к VCC (см. рис. 19). Транзистор MOSFET, подключенный стоком к AC-адаптеру, предотвращает от обратного тока разряда из батареи в адаптер, когда адаптер выключен; также он минимизирует рассеивание мощности, когда открыт, в сравнении с диодом Шоттки, потому что у открытого канала транзистора MOSFET низкое сопротивление rDS(on). Другой P-канальный транзистор MOSFET, подключенный к ACP, отделяет батарею от адаптера и предоставляет ограниченный скачок тока (dI/dt), когда к системе подключается AC-адаптер, благодаря управлению временем включения транзистора. Сигнал BATDRV управляет P-канальным транзистором MOSFET между BAT и системой.

Когда подключение AC-адаптера не обнаружено, ACDRV подтягивается к is VCC для того, чтобы удерживать ACFET выключенным, что отключает адаптер от системы. BATDRV остается при ACN-6V, чтобы батарея была подключена к системе.

Примерно через 30 ms после того, как устройство вышло из SLEEP, система начнет переключаться от батареи к адаптеру. Логика break-before-make удерживает оба транзистора ACFET и BATFET выключенными 10 μs до того, как транзистор ACFET откроется. Это предотвращает появление сквозного тока или любого большого тока разряда, который может пройти через батарею. BATDRV подтягивается к ACN и вывод ACDRV устанавливается в VCC-6V внутренним регулятором, чтобы включить P-канальный ACFET, подключающий адаптер к системе.

Когда адаптер отключается, система ждет падения VCC к уровню в пределах 200 mV выше SRN, чтобы переключиться на питание от адаптера на батарею. Логика break-before-make все также удерживает 10 μs интервал мертвого времени, предотвращающий сквозные токи. ACDRV подтягивается к VCC, и вывод BATDRV устанавливается на уровень ACN-6V от внутреннего регулятора, чтобы открыть P-канальный BATFET, что подключит батарею к системе.

Асимметричное управление ключами (быстрое выключение и медленное включение) для драйверов ACDRV и BATDRV предоставляет быстрое выключение и медленное включение транзисторов ACFET и BATFET, чтобы помочь логике break-before-make и обеспечить мягкое включение любого MOSFET-транзистора. Время мягкого старта можно еще увеличить, подключив конденсатор от затвора к истоку у P-канальных транзисторов MOSFET.

Автоматический внутренний плавный старт зарядного тока. Зарядное устройство автоматически делает мягкий старт регулирования регулирования тока всякий раз, когда модуль зарядки переходит в режим быстрого заряда (fast charge), чтобы гарантировать, что нет превышения или стресса для выходных конденсаторов силового преобразователя. Мягкий старт основывается на пошаговом увеличении тока регулирования, состоящем из 8 шагов, при прохождении которых ток нарастает до запрограммированного уровня тока зарядки. Каждый шаг длится примерно 1.6 ms для типичного времени нарастания тока 12.8 ms. Для этой функции не требуется внешних компонентов.

Работа импульсного преобразователя. Синхронный двухтактный ШИМ-конвертер (buck PWM converter) использует режим с фиксированной частотой преобразования и схемой управления с опережением (так называемая схема управления feed-forward, см. Википедию). Сеть компенсации type-III позволяет использовать керамические конденсаторы на выходе конвертера. Компенсируемая область входа соединена внутренне между выходом обратной связи FBO и входом усилителя ошибки EAI. Область обратной компенсации (feedback compensation stage) подключена между входом усилителя ошибки EAI и выходом усилителя ошибки EAO. Выходной LC-фильтр для bq24618 выбран по резонансной частоте 12 .. 17 кГц, где резонансная частота вычисляется по формуле:

(7)

Внутренний пилообразный сигнал сравнивается с внутренним управляющим сигналом EAO, чтобы изменять скважность периода управления конвертера. Высота полки пилы составляет 7% от входного напряжения AC-адаптера, что делает её всегда пропорциональной входному напряжению адаптера. Это устраняет любые изменения усиления в петле при изменении входного напряжения, и упрощает петлю компенсации. Пила имеет смещение 300 mV, чтобы обеспечить нулевую скважность, когда сигнал EAO снизится ниже пилы. Сигнал EAO также может превысить уровень сигнала пилы, что даст 100% скважности цикла PWM. Внутренняя логика позволяет достичь скважности 99.5%, чтобы гарантировать, что верхнего N-канального силового транзистора всегда достаточно напряжения, чтобы оставаться полностью открытым. Если напряжение между выводом BTST и PH упадет ниже 4.2V на больше, чем 3 цикла, то верхний N-канальный силовой транзистор MOSFET выключится и нижний силовой MOSFET включится, чтобы перевести цепь PH в нижний уровень напряжения и перезарядить емкость BTST. Тогда верхнее плечо драйвера возвращается к работе в режиме 100% скважности, пока не будет детектирован новый спад напряжения между BTST и PH ниже 4.2V из-за тока разряда конденсатора BTST, и будет заново выдан импульс сброса.

Генератор с фиксированной частотой жестко задает управление частотой переключения при всех условиях изменения входного напряжения, напряжения батареи, тока заряда и температуры, что упрощает разработку выходного фильтра, и сохранения в допустимых пределах (на частоте, которую не слышит человек) уровня шума, генерируемого преобразователем. См. также раздел "Типовое применение bq24618" для выбора индуктивности, емкости и транзисторов MOSFET.

Работа в синхронном и несинхронном режиме. Блок заряда работает в синхронном режиме, когда напряжение SRP-SRN выше 5 mV (ток через индуктивный элемент 0.5A при датчике тока сопротивлением 10 mΩ). В синхронном режиме внутренняя логика управления гарантирует, что работает комплементарное переключение типа break-before-make, чтобы устранить сквозные токи. А течение 30 ns мертвого времени, когда оба транзистора MOSFET выключены, паразитный диод (body diode) транзистора MOSFET нижнего плеча подключает ток через индуктивность. Во включенном состоянии нижнего MOSFET сохраняется малое рассеивание мощности и позволяет осуществить высокий ток заряда. Во время синхронного режима ток через индуктивность течет всегда, и преобразователь работает в режиме Continuous Conduction Mode (CCM), создавая фиксированную двухполюсную систему.

Блок заряда работает в несинхронном режиме, когда напряжение SRP-SRN ниже 5 mV (ток через индуктивный элемент 0.5A при датчике тока сопротивлением 10 mΩ). Блок заряда принудительно входит в несинхронный режим, когда напряжение батареи станет ниже 2V, или когда среднее напряжение SRP-SRN ниже 1.25 mV.

В несинхронном режиме паразитный диод (body diode) нижнего плеча MOSFET может проводить положительный ток индуктивности после того, как выключится верхнее плечо N-канального силового MOSFET. Когда ток нагрузки уменьшается, и ток через индуктивности падает до нуля, паразитный диод естественно выключен, и ток через индуктивность становится прерывистым (discontinuous). Этот режим называется Discontinuous Conduction Mode (DCM). Во время DCM нижнее плечо N-канального силового MOSFET включается на время около 80 ns, когда напряжение на конденсаторе вольтдобавки (bootstrap capacitor) падает ниже 4.2 V. Тогда нижнее плечо силового MOSFET выключается, и остается отключенным до начала следующего цикла, где верхнее плечо силового MOSFET снова включается. Время 80 ns, когда нижнее плечо MOSFET включен, нужно для гарантии, чтобы конденсатор bootstrap всегда перезаряжался и можно было бы удержать включенным верхнее плечо силового MOSFET во время следующего цикла. Это важно для зарядных устройств батарей, которые, в отличие от обычных преобразователей DC-DC, работают с нагрузкой батареи, и может быть ток как заряда, так и разряда. Импульс 80 ns нижнего плеча подтягивает цепь PH (место соединения верхнего и нижнего плеча силовых транзисторов MOSFET) к нижнему уровню, позволяя bootstrap-конденсатору перезаряжаться до напряжения REGN LDO. После 80 ns нижнее плечо MOSFET удерживается выключенным, чтобы предотвратить отрицательный ток индуктивности.

На очень малых токах в несинхронном режиме может быть малый отрицательный ток через индуктивность во время 80 ns импульса перезарядки. Заряд должен быть достаточно низким, чтобы быть поглощенным входной емкостью. Каждый раз, когда преобразователь в цикл с нулевой скважностью, верхнее плечо силового MOSFET не включается, и нижнее плечо MOSFET не включается (только 80 ns импульс перезаряда), и также почти нет никакого разрядного тока батареи.

В режиме DCM автоматически меняется ответ петли регулирования, и получается однополюсная система, в которой полюс пропорционален току нагрузки, поскольку у конвертера нет втекающего тока, и только нагрузка потребляет ток. Это означает, что на очень малых токах ответ петли регулирования происходит медленнее, поскольку здесь меньше доступный втекающий ток для разряда выходного напряжения.

Защита от снижения тока заряда, работающая на каждом цикле. Если напряжение SRP-SRN снижается ниже 5 mV (блок заряда также принудительно переведен в несинхронный режим, когда среднее напряжение SRP-SRN падает ниже 1.25 mV), нижний транзистор MOSFET выключается на оставшееся время цикла переключения, чтобы предотвратить отрицательный ток через индуктивность. Во время DCM нижнее плечо MOSFET включается только на время около 80, когда напряжение на конденсаторе вольтдобавки (bootstrap) падает ниже 4.2V, чтобы обеспечить обновление заряда на конденсаторе вольтдобавки. Это важно для защиты отрицательного тока через индуктивность от эффекта усиления, когда входное напряжение увеличивает мощность, которая передается от батареи к входным конденсаторам, что может привести к стрессовому перенапряжению на цепи VCC и потенциально повредить систему.

Защита от перенапряжения по входу (ACOV). Для ACOV предоставлена защита, чтобы предотвратить повреждение системы от высокого входного напряжения. Как только напряжение AC-адаптера достигает порога ACOV, зарядка прекращается и обслуживаемая система переходит на питание от батареи вместо адаптера.

Отслеживание снижения входного напряжения (UVLO). Система должна получать минимально допустимое напряжение VCC, чтобы гарантировать правильную работу. Это напряжение VCC должно поступать либо от входного AC-адаптера, либо от батареи, поскольку есть цепь питания от батареи до VCC через паразитный диод верхнего плеча (NMOS body diode). Когда VCC падает ниже порога UVLO, все узлы микросхемы запрещаются, и запрещается управление ACFET и BATFET.

Защита от превышения напряжения батареи. Преобразователь не позволяет верхнему плечу MOSFET включиться, когда напряжение на батарее (BAT) превысит 102% напряжения регулирования. Это позволяет ответ в течение одного цикла на событие перенапряжения, которое может случиться, когда нагрузка снимается, или когда батарея отключается. Втекающий ток 8 mA от SRP к GND происходит только во время заряда, и позволяет разряжать энергию, сохраненную в выходной индуктивности, которая передается в выходные конденсаторы. BATOVP также приостанавливает таймер безопасности (safety timer).

Защита от превышения тока заряда, работающая на каждом цикле. Блок заряда имеет вторую защиту от превышения тока. Отслеживается ток заряда на каждом цикле, и предотвращается превышение тока на 160% от запрограммированного. Верхнее плечо силового полумоста MOSFET выключается, когда было определено превышение тока, и работа автоматически возобновляется, когда ток спадает ниже порога защиты.

Защита с выключением при перегреве. У корпуса QFN низкое тепловое сопротивление, которое обеспечивает хорошие условия охлаждения для кристалла. Кроме того, как дополнительный уровень защиты добавлено выключение преобразователя конвертера, когда температура кристалла превысит порог выключения TSHUT 145°C. Блок заряда останется выключенным, пока температура кристалла не упадет ниже 130°C; тогда блок зарядки заново выполнит мягкий старт, если другие условия запуска заряда соблюдены. Выключение по перегреву также приостанавливает таймер безопасности (safety timer).

Измерения температуры батареи. Контроллер постоянно отслеживает температуру батареи путем измерения напряжения между выводом TS и GND. Это напряжение обычно вырабатывается термистором с отрицательным температурным коэффициентом (negative temperature coefficient thermistor, NTC) и внешним делителем напряжения. Контроллер сравнивает это напряжение с внутренними порогами, чтобы определить, разрешена ли зарядка. Чтобы инициировать цикл зарядки, температура батареи должна быть такой, чтобы напряжение TS находилось в пределах между VLTF (напряжение термодатчика для низкой температуры) и VHTF (для высокой температуры). Если температура батареи выйдет за пределы этого диапазона, контроллер приостановит заряд и таймер безопасности, и контроллер будет ждать, пока температура батареи снова окажется в пределах VLTF .. VHTF. Во время цикла заряда температура батареи должна быть в пределах порогов VLTF и VTCO. Если температура батареи вышла из этого диапазона, то контролер опять-таки приостановит заряд и будет ждать момента, когда температура батареи снова окажется в пределах VLTF .. VHTF range. Контроллер приостанавливает заряд путем выключения силовых транзисторов MOSFET моста PWM. На рис. 14 в общей форме показано, как это работает.

Рис. 14. Вывод TS, пороги термодатчика.

Давайте разберем, как рассчитывать сопротивления делителя напряжения для работы термодатчика батареи. Предположим, что имеется термистор 103AT NTC, находящийся в корпусе аккумуляторной батареи, как это показано на рис. 19, тогда значения резисторов RT1 и RT2 можно определить по следующим выражениям:

	(8)
	(9)

Например, термисторы 103AT NTC используются для отслеживания температуры батареи. Выбор T_COLD = 0ºC и T_{CUT_OFF} = 45ºC даст RT2 = 430 kΩ и RT1 = 9.31 kΩ. Рекомендуется использовать маленький RC-фильтр для защиты от помех и ESD.

Рис. 15. Цепи подключения термодатчика.

Восстановление из ошибки таймера. Микросхема bq24618 предоставляет метод восстановления, чтобы обработать события ошибки таймера. Ниже приведено обобщение этого метода:

Событие 1: напряжение батареи стало выше порога возобновления заряда (recharge) и произошла ошибка таймаута таймера.

Метод восстановления: очищается состояние ошибки таймера, когда напряжение батареи падает ниже порога возобновления заряда (recharge), и начинается процедура детектирования батареи. Событие POR или перевод управляющего сигнала CE в лог. 0 также очищает эту ошибку.

Событие 2: напряжение батареи ниже порога перезаряда (recharge) и произошла ошибка таймаута.

Метод восстановления: в этом сценарии микросхема подает на батарею ток I_FAULT. Это маленький ток, который используется для детектирования извлечения батареи, и он остается включенным так долго, как напряжение на батарее остается ниже порога возобновления заряда (recharge). Если напряжение на батарее станет выше порога возобновления заряда (recharge), микросхема bq24618 запретит выдачу тока I_FAULT и выполнит метод восстановления, как он описан выше в Событии 1. Событие POR или перевод управляющего сигнала CE в лог. 0 также очищает эту ошибку.

Выход индикации корректности напряжения питания. Выход с открытым стоком ~PG (power-good) показывает, находится ли напряжение питания VCC в допустимых пределах или нет. Полевой транзистор с открытым стоком замыкает выход ~PG на землю всякий раз, когда bq24618 получает допустимое напряжение VCC (микросхема не находится в состоянии UVLO, или ACOV, или SLEEP). Вывод ~PG может использоваться для управления светодиодом (LED), или для подключения к управляющему микроконтроллеру.

Вход разрешения работы блока заряда. Цифровой вход CE используется для запрещения или разрешения процесса зарядки. Лог. 1 на этом выводе разрешает заряд, если все остальные условия для запуска заряда выполняются (см. врезку "Enable and Disable Charging"). Переход от лог. 1 к лог. 0 на этом выводе также сбрасывает все таймеры и состояния ошибки. На выводе CE имеется внутренний нижний подтягивающий резистор 1 MΩ (pulldown), так что если CE оставить не подключенным, то заряд не начнется.

Индикация состояния заряда. Выходы с открытым стоком STAT1 и STAT2 показывают различные операции зарядки, как это пояснено в таблице 2. Эти выводы состояния могут использоваться для управления индикационными светодиодами (LED), или для выдачи информации в управляющий микропроцессор. OFF в таблице означает, что сток транзистора отключен (транзистор закрыт, ток не течет, светодиод не горит, на выходе лог. 1, если подключен pull-up резистор).

Таблица 2. Как работают выходы индикации состояния STAT.

Для приложений, где блоки батарей могут извлекаться, микросхема bq24618 предоставляет схему детектирования отсутствия батареи, чтобы корректно обработать события извлечения и установки батареи. Подпрограмма детектирования батареи запускается при включении питания (POR), или если VFB падает ниже V_RECH из-за извлечения батареи или её разряда (см. алгоритм на рис. 16).

Рис. 16. Алгоритм определения подключения батареи.

Пояснения к рис. 16 (см. также Словарик в конце статьи):

POR power-on-reset.
RECHARGE возобновление зарядки.

В момент включения устройства к выводу SRN будет приложен 8 mA ток разряда. Если напряжение на батарее упадет ниже порога LOWV в течение 1 секунды, то источник разряда выключится, и блок заряда включится на низкий ток заряда (125 mA). Если напряжение батареи вырастет выше порога возобновления заряда (recharge) в течение 500 ms, то это значит, что батарея отсутствует, и цикл будет повторен. Если в течение либо 500 ms, либо 1 сек соответствующие пороги были достигнуты, то это означает, что батарея детектирована, и инициируется цикл заряда.

Рис. 17. Диаграмма времени детектирования батареи.

Убедитесь, что не слишком велика общая сумма емкостей на выходе, подключенных к батарее, чтобы для тока разряда напряжение не было слишком низким (ниже порога LOWV) в течение таймаута таймера 1 сек. Максимально допустимая выходная емкость может быть вычислена по формуле:

          I_DISCH * t_DISCH
C_MAX = -------------------                                (10)
        0.5 * (1 + R2/R1)

Здесь:

C_MAX максимальная выходная емкость.
I_DISCH ток разряда.
t_DISCH время разряда.
R2 и R1 резисторы обратной связи от батареи к выводу VFB.

0.5 это множитель, отражающий разницу между порогами RECHARGE и LOWV вывода VFB.

Пример. Для зарядного устройства трех ячеек Li, с R2 = 500 kΩ, R1 = 100 kΩ (12.6V для регулирования напряжения), I_DISCH = 8 mA, t_DISCH = 1 секунда,

          8 mA * 1 сек
C_MAX = ----------------------- = 2.7 mF                   (11)
       0.5 * (1 + 500k/100k)

На основе этих вычислений получается, что общая емкость выходных конденсаторов должна быть не более 2.7 mF для узла батареи, чтобы правильно работал алгоритм детектирования батареи.

Для этого примера дизайна были использованы входные параметры, перечисленные в таблице ниже.

У микросхемы bq2461x рабочая частота ШИМ 600 кГц, что позволяет использовать маленький индуктивный элемент (на схеме это L1) и маленький фильтрующий конденсатор. Ток насыщения индуктивности I_SAT должен быть выше, чем ток зарядки I_CHG плюс ток пульсации I_RIPPLE:

I_SAT ≥ I_CHG + (1/2)*I_RIPPLE                         (12)

Ток пульсации I_RIPPLE через катушку зависит от входного напряжения V_IN, скважности импульса тока D = V_OUT/V_IN, частоты переключения f_S и индуктивности L:

           V_IN * D * (1 - D)
I_RIPPLE = ---------------------                (13)
               f_S * L

Максимальный ток импульса происходит при D = 0.5 или близко к 0.5. Например, напряжение заряда батареи находится в диапазоне 9V .. 12.6V для 3-баночного аккумулятора. Для 20V напряжения адаптера AC напряжение батареи 9V даст максимальный импульс тока через индуктивность. Другой пример: 4-баночная батарея, где напряжение батареи находится в диапазоне 12V .. 16.8V, в этом случае напряжение батареи 12V даст максимальную пульсацию тока через индуктивность.

Обычно импульс тока через индуктивность выбирают в диапазоне от 20% до 40% от максимального тока зарядки, как компромисс между размером индуктивности и эффективностью практического дизайна.

В микросхеме bq24618 имеется поцикловая защита от снижения тока заряда (undercurrent protection, UCP), которая работает на основе датчика тока заряда, и предназначена для защиты от отрицательного тока через индуктивность. Типичный порог UCP составляет 5mV по спаду, что соответствует спаду 0.5A для резистора датчика тока заряда 10 mΩ (по схеме это RAC).

Входной конденсатор должен иметь достаточно качественные параметры, чтобы поглощать пульсации, которые могут быть на входе. Для самого плохого случая RMS для тока пульсаций составит половину от тока заряда, когда скважность цикла составит 0.5. Если конвертер не работает на скважности 50%, то наихудший RMS-ток для конденсатора I_CIN произойдет, когда скважность близка к 50%, и ток пульсаций может быть вычислен по формуле:

(14)

Для входных фильтров должны быть предпочтительно использованы керамические конденсаторы с низким ESR (такие как X7R или X5R), и они должны быть размещены как можно ближе к стоку верхнего плеча полумоста транзисторов MOSFET и истоку нижнего плеча этого же полумоста. Допустимое напряжение для этих конденсаторов должно быть выше, чем обычный уровень входного напряжения. Желательно использовать конденсаторы на 25V, когда входное напряжение 20V. Рекомендуется использовать конденсаторы емкостью от 10 μF до 20μF для токов заряда от 3A до 4A.

Выходной конденсатор также должен иметь достаточно качественные параметры, чтобы поглощать пульсации, которые могут быть на входе. RMS тока через конденсатор может быть вычислена по формуле:

(15)

Напряжение пульсаций на выходном конденсаторе может быть рассчитано по формуле:

(16)

При определенном напряжении на входе и выходе и определенной частоте переключения напряжение пульсаций может быть уменьшено путем увеличения произведения LC выходного фильтра.

В микросхеме bq24618 есть внутренний компенсатор петли. Чтобы получить хорошую стабильность петли регулирования, резонансная частота выходной индуктивности и конденсатора должна быть выбрана в диапазоне 12 .. 17 кГц. Для приложений зарядных устройств 4-ячеечных аккумуляторов желательно выбрать конденсатор на напряжение 25V или выше, тип X7R или X5R.

Для синхронного переключаемого силового блока зарядного устройства используются 2 внешних N-канальных транзисторов MOSFET. Драйверы затворов для этих транзисторов интегрированы внутрь кристалла микросхемы BQ24618, и они рассчитаны на напряжение затворов транзисторов 6V. Для входного напряжения 20V предпочтительно использовать транзисторы MOSFET с допустимым напряжением сток-исток 30V и выше, а для входного напряжения 20..28V предпочтительно использовать MOSFET на 40V и выше.

Для выбора транзистора MOSFET обычно используют кривую показателя качества (Figure-of-merit, FOM [3]), основываясь на компромиссе между потерями на открытом канале и потерями на переключение. Для MOSFET верхнего плеча полумоста FOM_top определяется как функция сопротивления открытого состояния MOSFET, ONresistance, r_DS(on), и заряда затвор-сток, gate-to-drain charge, Q_GD. Для MOSFET нижнего плеча полумоста, FOM_bottom определяется как функция сопротивления открытого состояния MOSFET, ONresistance, r_DS(on), и общего заряда затвора, Q_G.

Чем меньше значение FOM, тем ниже общие потери мощности и нагрев. Обычно для одного и того же размера корпуса транзистора меньшее значение r_DS(on) означает большую цену.

Верхний транзистор силового моста PWM. Потери на верхнем транзисторе MOSFET включают потери на открытом транзисторе и потери на переключение. Это функция от скважности переключения (D = V_OUT/V_IN), тока заряда (I_CHG), сопротивления открытого состояния транзистора MOSFET (ON-resistance, r_DS(on)), входного напряжения (V_IN), частоты переключения (f_S), времени включения (t_on) и времени выключения (t_off):

P_top = D * I_CHG² * R_DS(on) + (V_IN * I_CHG * (t_on + t_off) * f_S)/2                         (18)

Первое слагаемое в формуле 18 представляет потери на соединение. Обычно у MOSFET сопротивление RDS(on) увеличивается на 50% при нарастании температуры кристалла до 100°C. Второе слагаемое представляет потери на переключение. Время включения и выключения для MOSFET могут быть получены по формулам:

Здесь Q_SW это заряд переключения, I_ON ток управления затвора на включение и I_OFF ток управления затвора на выключение. Если заряд переключения не указан в даташите на транзистор MOSFET, то он может быть вычислен через заряд затвор-сток (gate-to-drain charge, Q_GD) и заряд затвор-исток (gate-to-source charge, Q_GS):

Q_SW = Q_GD + Q_GS/2                                                          (20)

Общий ток драйвера для управления затвором может быть вычислен через напряжение REGN (V_REGN), напряжение плато MOSFET (plateau voltage, V_plt), общее сопротивление включенного состояния драйвера (R_on) и сопротивления выключенного состояния драйвера (R_off) затвора:

Нижний транзистор силового полумоста PWM. Потери на соединение в нижнем транзисторе MOSFET вычисляется по следующей формуле, когда полумост работает в синхронном непрерывном режиме тока через индуктивность (CCM):

P_bottom = (1 - D) * I_CHG² * R_DS(on)                                    (22)

Если напряжение SRP-SRN снизится ниже 5 mV (блок зарядки также перейдет в несинхронный режим, когда напряжение SRP-SRN будет меньше 1.25 mV), нижнее плечо полумоста выключится на оставшееся время периода цикла, чтобы предотвратить отрицательный ток через индуктивность.

В результате весь ток свободного хода пройдет через паразитный диод (body diode) нижнего плеча полумоста MOSFET. Максимальный ток заряда в несинхронном режиме может быть до 0.9A (обычно 0.5A) для датчика тока заряда сопротивлением 10 mΩ, с учетом допусков микросхемы. Выбрать нижний транзистор MOSFET нужно либо с внутренним встроенным диодом Шоттки, либо с паразитным диодом, который может пропустить максимальный ток заряда для несинхронного режима.

Потери в драйвере затворов MOSFET составляют основные потери рассеиваемой мощности в микросхеме контроллера, когда преобразователь работает на переключение. Выбор MOSFET с малым общим значением заряда затвора Q_{g_total} уменьшит потери мощности, чтобы избежать выключения от перегрева.

P_{ICLoss_driver} = V_IN * Q_{g_total} * f_s                                    (23)

Здесь Q_{g_total} это общий заряд затвора для верхнего и нижнего транзистора MOSFET при напряжении V_REGN = 6V.

При горячем подключении AC-адаптера в работающую систему паразитная индуктивность и входная емкость кабеля адаптера формируют систему второго порядка. Выброс напряжения на выводе VCC может превысить максимально допустимое для микросхемы значение и повредить её. Входной фильтр должен быть правильно рассчитан и протестирован, чтобы предотвратить событие превышения напряжения на выводе VCC. Вывод ACP/ACN должен быть помещен после входного ACFET, чтобы избежать стресса перенапряжения на этих выводах при горячем подключении адаптера.

Есть несколько методов демпфирования или ограничения пиков перенапряжения при подключении AC-адаптера. Электролитический конденсатор с большим значением ESR на входе может подавить пик перенапряжения до значения ниже максимального допустимого напряжения на выводе микросхемы. Диод Зенера TVS (стабилитрон) на большой ток также может ограничить перенапряжение до безопасного. Однако эти два решения могут быть дороги, или получиться довольно большого размера.

Эффективное по цене и небольшое по размеру решение показано на рис. 20. R1 и C1 представляют демпфирующую RC-цепочку, подавляющую паразитные колебания при ударном повышении напряжения при горячем подключении адаптера. В результате пик перенапряжения снижается до безопасного уровня. D1 используется для защиты вывода VCC микросхемы от обратного напряжения (это может быть паразитный диод входного транзистора ACFET). C2 это развязывающий конденсатор вывода VCC, и он должен быть помещен как можно ближе к выводу VCC корпуса микросхемы. R2 и C2 формируют дополнительную демпфирующую RC-цепочку, также защищающую микросхему от быстрого изменения напряжения и высоковольтных импульсов. Значение C2 должно быть меньше значения C1, так что R1 может иметь значение больше, чем ESR для C1, чтобы получить достаточный эффект демпфирования горячего подключения. Корпуса R1 и R2 должны быть достаточного размера (на схеме рис. 20 в скобках показаны типоразмеры SMD используемых резисторов), чтобы выдержать импульсный ток и мощность (см. даташит производителя резисторов). Значения номиналов компонентов фильтра всегда должны быть проверены в реальном приложении, и некоторые незначительные подстройки могут понадобиться, чтобы удовлетворить требованиям реальной схемы приложения.

Рис. 20. Пример схемы входного фильтра.

Микросхема bq24618 предоставляет внутреннюю петлю компенсации. По этой схеме самая лучшая стабильность петли при резонансной частоте LC выходного фильтра будет в диапазоне 12 .. 17 кГц.

В следующей таблице представлены типичные номиналы LC для различных токов заряда:

Таблица 4. Типичные значения индуктивности, емкости и резистора датчика тока как функция от тока заряда BQ2468 (на частоте переключения 600 кГц).

Рис. 21. Режим CCM, V_IN=19V, V_BAT=12V, I_CHG=4A.

Рис. 22. Мягкий старт тока заряда батареи, V_IN=19V, V_BAT=12V.