Удобство и простота цифро-аналогового преобразования на основе ШИМ (PWM DAC) всегда привлекала внимание разработчиков, однако большое время отклика и пульсации импульсов ШИМ на выходе ограничивают полезность такого решения. Обычный способ подавления пульсаций ШИМ с помощью RC-фильтра низкой частоты либо не подавляет до допустимого уровня пульсации ШИМ, либо делает время отклика на изменение входного сигнала слишком медленным. На рис. 1 показан другой метод реализации фильтра пульсаций, который может устранить эти недостатки. Здесь применена классическая схема аналоговой выборки/хранения.

Рис. 1. Ключ S1 устраняет на выходе пульсации ШИМ.

Идея метода основана на периодической природе импульсов ШИМ, что позволяет извлекать необходимый уровень на конденсаторе V_C1 в определенный момент времени, что показано на рис. 2.Таким образом, если напряжение на V_C1 синхронно фиксируется в нужные моменты времени ключом S1 и переносится на емкость C2, и затем удерживается (принцип выборки и хранения) для генерации выходного сигнала V_out на C3, то результат на выходе получится более гладким, без резких выбросов пульсаций ШИМ, независимо от того, насколько большой может быть переменная составляющая на V_C1. Процесс иллюстрируется графиками на рис. 2.

Рис. 2. Формы сигналов DAC для 8-битной точности в течение нескольких периодов ШИМ.

Кроме того, поскольку синхронная выборка по своей сути исключает пульсацию независимо от того, насколько малой может быть постоянная времени RC1, то отсюда следует, что отклик напряжения на RC1 может быть сделан довольно коротким. Это может резко сократить время установки сигнала, как для примера схемы рис. 1, где RC1 = 100 мкс = Tc = периоду ШИМ, результирующее время установки (для 8-битной точности) получится меньше 15·Tc = 1.5 мс. Но, конечно, как и во всех хороших вещах, мы знаем, что где-то должен быть предел. Таким образом возникает вопрос: насколько малым может быть RC1 для хорошей работы DAC, и какие факторы проектирования устанавливают этот предел?

Если внимательнее присмотреться к форме сигнала V_C1, то становится очевидным ответ: выборка V_out делается не на стреднем значении V_C1, а на максимуме выброса. Таким образом: 

V_out = V_s Tp/Tc + V_ripple

где:

V_ripple = V_s (Tp/Tc)(1 – Tp/Tc) / (2·R(C1+C2)/Tc)

Таким образом, суммирование этого нелинейного компонента с функцией DAC V_out делает передаточную функцию DAC также нелинейной. В результате появляется ошибка интегральной нелинейности преобразования (INL), которая для номиналов примера может составлять до 8.3% от полной шкалы. Для многих приложений такая ошибка INL может быть недопустимой. К счастью, существует простое (программное) исправление: числовая предварительная коррекция (pre-emphasis) установки DAC. Например, для номиналов рис. 1, где:

R(C1+C2) = 3/2·Tc

Tp′ = Tp (0.6 + 0.4·Tp /Tc ) + 0.015·Tc

Составляющая V_ripple пропадет из V_out и 8-битное INL восстанавливается.

Рис. 3. Ошибка INL, вызванная выпрямлением пульсаций.

Следует упомянуть "не обязательные" элементы V_s и S2, которые генерируют входной сигнал для RC1 из точного опорного напряжения (V_s), что дает возможность избежать наложения на V_out шума от цифровой шины питания (поскольку сигнал ШИМ генерирует логическая схема, обычно микроконтроллер). Конечно, если требования к точности в приложении невысоки, то ключ S2 можно исключить, и подавать сигнал на R непосредственно с выхода сигнала ШИМ.

Рис. 4. Выходной ответ DAC для трех вариантов скачкообразного изменения скважности ШИМ.

[Ссылки]

1. Fast PWM DAC has no ripple site:edn.com.
2. A faster PWM-based DAC site:edn.com.
3. Подавление пульсаций ЦАП ШИМ с помощью аналогового вычитания.
4. Быстрый синхронный фильтр для ЦАП на основе ШИМ.
5. Hybrid PWM/R2R DAC improves on both site:edn.com.
6. Three paths to a free DAC site:edn.com.
7. Double µC’s PWM frequency & resolution site:edn.com.
8. 16-битный ШИМ основе двух 8-битных.
9. Circuit maximizes pulse-width-modulated DAC throughput site:edn.com.