Здесь приведен полный перевод на русский язык части 4 оригинальной статьи "A Software-Defined Radio for the Masses, Part 4" от Gerald Youngblood, AC5OG. Описывается полная программно-определяемая (SDR) радиостанция на базе ПК, использующая звуковую карту и инновационную схему детектора. В объяснении математика сведена к минимуму. Перевод первой части см. в [31]. Незнакомые термины и сокращения см. в Словарике части 1 [31].

Было приятно получить отзывы от стольких читателей QEX, что они были вдохновлены экспериментировать с программно-определяемыми радиостанциями (SDR) в этой серии статей. SDR действительно предлагают возможности оживить эксперименты на службе и привлечь новую кровь из рядов будущих поколений молодых людей, владеющих компьютером. Приятно узнать, что многие читатели видят возможность вернуться к любви к экспериментам, оставленной позади из-за сложности современного оборудования. С SDR у экспериментатора снова есть возможность достичь результатов, которые превышают производительность существующего коммерческого оборудования.

Большинство респондентов указали на заинтересованность в получении доступа к полному аппаратному решению SDR, на котором они могут экспериментировать с программным обеспечением. Основываясь на этой обратной связи, я решил предложить SDR-1000 приемопередатчик, описанный в этой статье, в виде полусборного набора из 3 плат. Программное обеспечение SDR-1000 также будет доступно в форме открытого исходного кода наряду с поддержкой проекта GNU Radio на Linux [2]. В таблице 1 приведены предварительные технические характеристики трансивера SDR-1000. Я ожидаю, что оборудование будет доступно к тому времени, когда эта статья будет напечатана.

Таблица 1. Предварительные технические требования к аппаратуре SDR-1000.

Рабочая группа ARRL SDR включает в свою миссию поощрение экспериментов с SDR посредством учебных статей и наличия аппаратного обеспечения SDR, на котором можно экспериментировать. Значительный прогресс в этом направлении был замечен на страницах QEX за последний год, и он продолжается до 2003 года.

Эта серия началась в части 1 с общего описания цифровой обработки сигналов (DSP) в SDR [3]. Часть 2 описывала исходный код Visual Basic для реализации полнодуплексного квадратурного интерфейса на звуковой карте PC [4]. В части 3 описано использование DSP для преобразования интерфейса звуковой карты PC в функциональный программно-определяемый радиоблок (SDR) [5]. Он также исследовал метод фильтрации, называемый фильтрацией с быстрой сверткой FFT (FFT fast-convolution filtering). В этой заключительной статье я опишу аппаратные средства приемопередатчика SDR-1000, включая анализ распределения усиления, показателя шума и динамического диапазона. Также обсуждается регулирование частоты с использованием AD9854 квадратурной DDS.

Чтобы еще больше поддержать интерес, вызванный этой серией статей, я создал веб-сайт home.earthlink.net/~g_youngblood. Пока вы экспериментируете с SDR, отправьте по электронной почте предлагаемые улучшения сайта.

[Действительно ли "Tayloe Detector" новый?]

В части 1 я описал то, что я знал на тот момент о потенциально новом подходе к детектированию сигнала, который был назван "Tayloe Detector". В том же выпуске Rod Green описал использование такой же схемы в схеме многократного преобразования, которую он назвал "Dirodyne" [6]. Был поднят вопрос: это новая технология или повторное открытие предшествующей разработки? После значительных исследований я пришел к выводу, что и "Tayloe Detector", и "Dirodyne" являются просто повторным открытием предшествующего уровня техники; хотя и малоизвестными или непонятными. В сентябрьском выпуске журнала QEX за 1990 год D. H. van Graas PAØDEN описывает четвёртый метод генерации и обнаружения сигналов SSB ("The Fourth Method: Generating and Detecting SSB Signals") [7]. Три предыдущих метода обычно называются методом фазирования, методом фильтрации и методом Уивера (Weaver). "Tayloe Detector" использует точно такую же концепцию, как и описанная van Graas, за исключением того, что van Graas использует двойную сбалансированную версию схемы, которая на самом деле превосходит однобалансный детектор, описанный Dan Tayloe [8] в 2001 году.

В своей статье van Graas описывает, как он был вдохновлен старыми системами преобразователя частоты, которые использовали электродвигатели-генераторы переменного тока, называемые двигателями «selsyn». Сельсин был частью электрической оси, ранее использовавшейся в радиолокационных системах. Его схема использовала сдвоенный 1-4 мультиплексор CMOS 4052 (ранняя версия более современных 3253 мультиплексоров, упомянутых в части 1 этой серии статей) для обеспечения четырехфазного переключения. В статье описаны схемы как для передачи, так и для приема.

Phil Rice VK3BKR, опубликовал почти идентичную версию схемы передатчика van Graas, журнал Amateur Radio (Австралия) в феврале 1998 года, которую можно найти в Интернете [9]. Хотя он описывает только схему передачи, он также заявляет: "... коммутационный модулятор должен быть способен действовать как демодулятор".

[It’s the Capacitor, Stupid!]

Так почему же все это так интересно? Во-первых, похоже, что это действительно "четвертый метод", который восходит как минимум к 1990 году. В начале 1990-х годов в политической сфере звучала поговорка: "It’s the economy, stupid!". В данном контексте это звучит как "It’s the Capacitor, Stupid!". Традиционные коммутационные смесители не имеют конденсаторов (или интеграторов) на выходе. Конденсатор преобразует коммутирующий переключатель из смесителя в детектор выборки (точнее, в систему выборки-хранения), как описано в части 1 на странице 8 (см. примечание [3]). Поскольку детектор работает в соответствии с теорией дискретизации, сумма продуктов смешения возвращается к той же частоте, что и разностное произведение, тем самым ограничивая потери на преобразование. В действительности коммутационный детектор является просто модифицированной версией цифрового коммутирующего фильтра, как описано в предыдущих статьях QEX [10, 11, 12].

Вместо суммирования четырех или более фаз коммутирующего фильтра в один выход, детектор дискретизации суммирует фазы 0° и 180° в синфазный (I) канал и фазы 90° и 270° в квадратурный (Q) канал. Фактически математический анализ, описанный в статье Mike Kossor (см. примечание [10]), одинаково хорошо применим к детектору выборки.

[Действительно ли "Dirodyne" новый?]

Dirodyne в действительности является детектором дискретизации, приводящим в действие генератор дискретизации, как описал van Graas, формируя архитектуру, впервые описанную Weaver в 1956 году (метод Уивера) [13]. Метод Уивера был описан в серии статей QEX [14, 15, 16], которые стоит прочитать. Другое интересное чтение по этому вопросу можно найти в заявке Phillips Semiconductors [17] и статье в Microwave & RF [18].

Peter Anderson в своем письме редактору QEX от июля/августа 1999 года конкретно описывает использование каскадных коммутирующих фильтров для выполнения сдвига частоты для генерации или приема SSB [19]. Он заявляет, что если на выходе коммутирующего фильтра мы сможем "... добавить второй коммутатор, подключенный к тому же набору конденсаторов, и получить выходной сигнал от второго коммутатора. Запустите два коммутатора на разных частотах, и вы обнаружите, что входной диапазон частот центрирован на частоте, установленной входным коммутатором; выходная полоса пропускания центрируется на частоте, установленной выходным коммутатором. Таким образом, у нас есть устройство, которое сдвигает частоту сигнала, SSB-генератор или приемник". Именно так и поступает Dirodyne. Далее он заявляет: "Коммутирующий фильтр со сдвигом частоты является обобщением метода Уивера генерации SSB".

[Итак, как это назвать?]

Хотя Dan Tayloe популяризировал детектор выборки, вероятно нецелесообразно называть его детектором Tayloe, поскольку его происхождение было по крайней мере 10 лет назад, за авторством van Graas. Должны ли мы называть это "детектором ван Грааса" или просто "четвертым методом"? Может быть и должны, но так как я не знаю, действительно ли van Graas первоначально изобрел его, я просто назову его детектором квадратурной выборки детектор (quadrature-sampling detector, QSD) или возбудителем квадратурной выборки (quadrature-sampling exciter, QSE).

[Динамический диапазон - сколько достаточно?]

QSD способен работать в исключительном динамическом диапазоне. Можно спроектировать QSD практически без потерь и 1-dB компрессии не менее 18 dBm (5V P-P). Я видел публикации на рефлекторах электронной почты, утверждающих, что измеренный IP3 находится в диапазоне +40 dBm для детекторов QSD, использующих 5V детали. С помощью звуковых ОУ со сверхнизким уровнем шума можно достичь аналогового уровня шума порядка 1 dB без использования радиочастотного предусилителя. При соответствующей конструкции аналогового АРУ и тщательном распределении усиления теоретически можно достичь более 150 dB общего динамического диапазона. Вопрос в том, нужен ли такой диапазон для типичных приложений HF. На самом деле ответ - нет. Так какой должен быть динамический диапазон?

Несколько авторов QEX проделали отличную работу по рассмотрению этой темы [20, 21, 22]. Таблица 2 была первоначально опубликована в статье радио в октябре 1975 года [23]. Она обеспечивает прямое суммирование приемлемых значений шума приемника для наземной связи для каждого диапазона от 160 м до 2 м. Таблица 3 из той же статьи иллюстрирует приемлемые значения шума для спутниковой связи в диапазонах от 10 м до 70 см.

Таблица 2. Приемлемый уровень шума для наземных коммуникаций.

Таблица 3. Приемлемый уровень шума для спутниковой связи.

Для моей цели покрытия диапазона частот 0 Гц .. 60 МГц в SDR-1000 таблица 2 показывает, что приемлемый показатель шума колеблется от 45 dB на 160 м до 9 dB на 6 м. Это означает, что 1-dB показатель шума избыточен, пока мы не будем работать вблизи 2-м диапазона. Кроме того, для использования 1-dB показателя шума требуется почти 70 dB аналогового усиления перед звуковой картой. Это означает, что правильное распределение усиления и аналоговая конструкция AGC имеют решающее значение для максимизации динамического диапазона IMD.

После прочтения упомянутых в ссылках статей и выполнения измерений на звуковой карте Turtle Beach Santa Cruz я определил, что сложность аналоговой схемы AGC была неоправданной для моего применения. Карта Santa Cruz имеет входной уровень ограничения 12V (среднеквадратичное значение, 34.6 dBm, нормализованное к 50 Ом) при установке коэффициента усиления -10 dB. Максимальный выходной сигнал генератора аудиосигнала составляет 12V (среднеквадратичное значение). Программное обеспечение SDR может легко контролировать входной пиковый сигнал и устанавливать соответствующий входной коэффициент усиления звуковой карты для эффективного создания аналогового АРУ с цифровым управлением без внешнего оборудования. Я измерил 11 кГц SNR звуковой карты в диапазоне от 96 dB до 103 dB, в зависимости от настройки входной регулировки усиления карты. Входное управление способно ослаблять усиление до 60 dB от полной шкалы. Учитывая большие возможности обработки сигналов QSD и звуковой карты, 1-dB точка сжатия будет определяться уровнем насыщения выходного сигнала инструментального усилителя.

Следует отметить тот факт, что продажи DVD способствуют улучшению звуковых карт для ПК. Новейшие 24-битные звуковые карты семплируют со скоростью до 192 кГц. Одним из примеров является 192X Waveterminal от EGO SYS [24]. Производитель может похвастаться динамическим диапазоном 123 dB, но это число следует рассматривать с осторожностью из-за технических трудностей достижения такого количества битов истинного разрешения. При частоте дискретизации 192 кГц можно достичь приема спектра в реальном времени 192 кГц (при условии квадратурной дискретизации).

[Дизайн детектора/возбудителя (QSD/QSE)]

В части 1 этой серии статей (примечание [3]) я описал работу однобалансной версии QSD. Когда схема реверсируется так, что квадратурный сигнал возбуждения возбуждает дискретизатор, создается SSB-генератор или возбудитель (exciter). Это простой вопрос, чтобы обратить программное обеспечение приемника SDR, так что он преобразует вход микрофона в отфильтрованный, квадратурный выход на возбудитель.

Хотя схема с одинарным балансом, описанная в части 1, чрезвычайно проста, я решил использовать QSD с двойным балансом, как показано на рис. 1, из-за его превосходного общего режима и подавления четных гармоник. U1, U6 и U7 образуют приемник, а U2, U3 и U8 образуют возбудитель. В режиме приема QSD функционирует как двухконденсаторный коммутирующий фильтр, как описал Chen Ping в его статье (примечание [11]). Коммутирующий фильтр работает подобно гребенчатому фильтру, в котором схема реагирует на гармоники частоты коммутации. Как он отмечает, "... можно показать, что могут проходить сигналы, имеющие гармонические числа, равные любому из целочисленных факторов числа конденсаторов". Так как в каждом из I и Q каналов используется по два конденсатора, формируется двухконденсаторный коммутирующий фильтр. Как далее утверждает Chen Ping, это служит для подавления гармонических откликов четного порядка. Выходной сигнал двухконденсаторного фильтра чрезвычайно чувствителен к фазе, поэтому позволяет схеме выполнять обнаружение сигнала так же, как это делает CW-демодулятор. Когда сигнал находится вблизи центральной частоты фильтра, выходная амплитуда модулируется на разностной частоте (биениях). В отличие от типичного фильтра, где фазовая чувствительность нежелательна, здесь мы фактически используем эту возможность.

Рис. 1. Схема приемника/возбудителя (receiver/exciter) трансивера SDR-1000.

Коммутатор, как описано в части 1, вращается на центральной частоте фильтра/детектора. Сигнал, настроенный точно на коммутирующую частоту, приведет к нулевому биению. Когда сигнал настроен на любую сторону частоты коммутации, тон биений выходного сигнала будет пропорционален разностной частоте. Когда сигнал настроен на вторую гармонику, выходной сигнал будет уменьшаться до тех пор, пока на частоте гармоник не появится ноль. По мере дальнейшей настройки сигнала он будет подниматься до пика на третьей гармонике, а затем уменьшаться до другого нуля на четвертой гармонике. Этот цикл будет повторяться бесконечно с амплитудным выходом, соответствующим кривой sin(x)/x, которая характерна для систем дискретизации, как описано в текстах DSP. Выходной сигнал будет дополнительно ослаблен частотно-реактивными характеристиками устройства, используемого для коммутирующего переключателя. Мультиплексор PI5V331 имеет 3-dB полосу пропускания 150 МГц. Другие компоненты доступны с 3-dB пропускной способностью до 1.4 ГГц (от IDT Semiconductor).

На рис. 2 показана зависимость вносимых потерь от частоты для QS4A210. Верхнее ограничение частоты определяется скоростью переключения компонента (1 нс = Ton/Toff, наилучший случай или 12.5 нс наихудший случай для 1.4-GHz компонента) и кривой sin (x)/x для under-sampling приложений.

Рис. 2. Вносимые потери QS4A210 в зависимости от частоты.

PI5V331 (функционально эквивалентный QS4A210 от IDT Semiconductor) рассчитан на аналоговую работу от 0 до 2V. В даташите QS4A210 приведена кривая сопротивления сток-исток (drain-to-source) в сравнении с входным напряжением, как показано на рис. 3. На графике обратите внимание, что сопротивление включения (Ron) линейно от 0 до 1V и увеличивается менее чем на 2 Ом при 2V. В даташите PI5V331 график этой зависимости не представлен, но мы должны быть в состоянии предположить, что они сопоставимы. Фактически PI5V331 имеет спецификацию Ron 3 Ом (типичная) против 5 Ом (типичная) для QS41210. Ключ с сопротивлением Ron работает на нагрузку с входным сопротивлением 60 МОм (вход инструментального усилителя — instrumentation amplifier). Это означает, что влияние ∆R на модуляцию практически отсутствует и не окажет существенного влияния на линейность схемы [25]. В отличие от типичных смесителей, которые являются нелинейными, QSD является линейным детектором!

Рис. 3. Зависимость сопротивления замкнутого ключа QS4A210 (Ron) от VIN.

Выражение1 определяет полосу пропускания QSD, где R_ant - полное сопротивление антенны, C_S - величина конденсатора выборки, а n - общее количество конденсаторов выборки (1/n - эффективный рабочий цикл переключения на каждом конденсаторе). В дважды сбалансированном QSD значение n равно 2 вместо 4, как в однобалансной схеме. Это происходит потому, что конденсатор выбирается дважды в течение каждого цикла коммутации в варианте с двойной балансировкой.

BW_det = 1 / (pi * n * R_ant * C_S)              (Выражение1)

Существует компромисс в выборе полосы пропускания QSD. Узкая полоса пропускания, такая как 6 кГц, обеспечивает повышенную блокировку и динамический диапазон IMD из-за очень высокого Q схемы. При расчете на 6-кГц полосу пропускания отклик при 30 кГц - одна декада от 3-кГц точки 3-dB - по обе стороны от центральной частоты будет ослаблен на 20 дБ. В этом случае QSD формирует фильтр слежения шириной 6 кГц, центрированный на коммутирующей частоте. Это означает, что сильные сигналы вне полосы пропускания QSD будут ослаблены, тем самым значительно увеличивая IP3 и блокируя динамический диапазон.

Я по нескольким причинам заинтересован в более широкой пропускной способности, и поэтому готов обменять часть потенциала снижения IMD фильтра QSD. В приложениях SDR желательно во многих случаях получать самую широкую полосу пропускания, на которую способна звуковая карта. В моей оригинальной конструкции это 44 кГц с квадратурной дискретизацией. Эта возможность увеличивается до 192 кГц благодаря новейшим звуковым картам. Это не только дает возможность наблюдать спектр в реальном времени до 192 кГц, но также дает потенциал для сложной реализации снижения шума и помех [26].

Также, как мы увидим далее, более широкая полоса пропускания позволяет уменьшить аналоговое усиление для заданного уровня чувствительности. Конденсаторы выборки 0.068-µF выбираются так, чтобы обеспечить полосу пропускания QSD 22 кГц с 50 Ом антенной. Обратите внимание, что любое изменение импеданса антенны приведет к соответствующему изменению полосы пропускания детектора. Единственный способ избежать этого - поставить перед детектором буфер.

Схема приемника, показанная в части 1, использовала дифференциальный суммирующий операционный усилитель после детектора. Основное преимущество малошумящего операционного усилителя заключается в том, что он может обеспечить более низкий уровень шума при низких настройках усиления. Его недостаток заключается в том, что инвертирующий вход операционного усилителя будет находиться на виртуальном заземлении, а неинвертирующий вход будет иметь высокий импеданс. Это означает, что конденсатор выборки на инвертирующем входе будет нагружен иначе, чем на неинвертирующем входе. Таким образом, соответствующие полосы пропускания двух входов не будут отслеживать друг друга. Эта проблема устраняется, если используется инструментальный усилитель. Другое преимущество использования инструментального усилителя в отличие от операционного усилителя заключается в том, что полное сопротивление антенны удаляется из уравнения усиления усилителя. Единственный недостаток инструментального усилителя заключается в том, что шум напряжения и следовательно коэффициент шума NF увеличивается с уменьшением усиления.

Таблица 4 показывает шум напряжения, текущий шум и коэффициент шума импеданса источника 200 Ом для измерительного усилителя INA163 от Texas Instruments. Поскольку один резистор устанавливает коэффициент усиления каждого усилителя, просто обеспечить две или более настроек усиления с релейным или твердотельным переключением.

Таблица 4. Данные шума (NF) INA163 на 10 кГц.

В отличие от типичных смесителей, которые обычно терминируются по своим характерным импедансам, QSD является устройством выборки с высоким импедансом. В полосе пропускания выходы QSD подключаются к 60-MΩ входам инструментальных усилителей. Даташит IDT Semiconductor для QS4A210 указывает, что коммутатор не имеет вносимых потерь при нагрузках 1 кОм или более! Это совпадает с моими измерениями на схеме. Если вы подаете 1V радиочастоты в детектор, вы получаете 1V звука на каждом из четырех конденсаторов - получается детектор без потерь. Вне полосы пропускания уменьшающееся реактивное сопротивление конденсаторов выборки уменьшит уровень сигнала на входах усилителя. Хотя можно вставить последовательные резисторы на выходе QSD, чтобы он терминировался вне полосы пропускания, я считаю что это не нужно. Для приема отражения фильтра вне полосы пропускания не очень важны. Кроме того, терминирующие резисторы создадут дополнительный источник теплового шума.

Как указывалось ранее, схема QSD может быть реверсирована для формирования возбудителя квадратурной выборки (QSE). Для этого мы должны по-разному управлять входами I и Q для QSE. Драйвер линии дифференциального аудио DRV135 50 Ом от Texas Instruments идеально подходит для этой задачи. Блокирующие конденсаторы на выходах возбудителя предотвращают изменение смещения постоянного тока между фазами от создания несущей на выходе QSE. Было измерено подавление несущей порядка -48 dBc относительно максимальной выходной мощности возбудителя +10 dBm. В режиме передачи выходной импеданс возбудителя составляет 50 Ом, так что полосовые фильтры правильно терминируются.

Удобно, что переключение передача/прием является простым делом, поскольку QSD и QSE могут иметь свои входы, соединенные параллельно, чтобы совместно использовать один и тот же трансформатор. Логическое управление соответствующими линиями разрешения мультиплексора позволяет переключаться между режимом передачи и режимом приема.

[Анализ уровня]

Следующим шагом в процессе проектирования является выполнение анализа усиления на системном уровне, необходимого для управления A/D-преобразователем звуковой карты. Одним из лучших ссылок, которые я нашел по этому вопросу, является книга W. Sabin и E. Schoenike "HF Radio Systems and Circuits" [27]. Книга включает в себя электронную таблицу Excel, которая позволяет интерактивно исследовать производительность приемника с использованием различных аналого-цифровых преобразователей, частоты дискретизации, полосы пропускания и распределения усиления. Я поместил копию электронной таблицы анализа уровня SDR-1000 (с разрешения, сильно измененную версию той, которая представлена в книге) для загрузки из ARRLWeb [28]. Другим отличным ресурсом по теме является глава "Digital Receiver/Exciter Design" из книги "Digital Signal Processing in Communication Systems" [29].

Заметим, что в первой ссылке лучше обсуждается минимальный коэффициент усиления, необходимый для теплового шума для перехода уровня квантования, как описано здесь. Ни один из текстов не касается влияния атмосферного шума на нижний шумовой уровень и следовательно, на динамический диапазон. ИМХО это серьезный недосмотр для радиосвязи, поскольку атмосферный шум, скорее всего ограничит минимальный различимый сигнал, а тепловой шум будет оказывать существенно меньшее влияние.

Для восстановления слабого сигнала минимальное аналоговое усиление должно быть достаточно большим, чтобы самый слабый принимаемый сигнал, плюс тепловой и атмосферный шум, был больше чем по меньшей мере один уровень квантования аналого-цифрового преобразователя (наименее значимый используемый бит). Чтобы шум квантования аналого-цифрового преобразователя был равномерно распределен, необходимо пройти несколько уровней квантования. Существует два основных способа достижения этого: может быть добавлен внеполосный сглаживающий шум (out-of-band dither noise), а затем отфильтрован в подпрограммах DSP, или внутриполосный тепловой и атмосферный шум может быть усилен до уровня, который выполняет то же самое. В то время как первый подход предлагает лучшую чувствительность при наименьшем усилении, второй подход проще и был выбран для моего применения. В "HF Radio Systems and Circuits" утверждается: "Обычно, если шум является гауссовым распределенным, и среднеквадратичный уровень шума в аналого-цифровом преобразователе больше или равен уровню синусоидальной волны, которая просто соединяет один уровень квантования, достаточное количество уровней квантования будет соединено мостами, чтобы гарантировать равномерно распределенный шум квантования". Предполагая равномерное распределение шума, используется Выражение2 для определения плотность шума квантования N0q:

           (Vpp / 2^b)²
N0q = ----------------                      (Выражение2)
            6 * f_s * R

Здесь:

V_PP диапазон напряжения от пика до пика (peak-to-peak)
b количество достоверных бит разрешающей способности
f_s частота дискретизации A/D
R входное сопротивление
N_0q плотность шума квантования

Шум квантования уменьшается на 3 dB при каждом удвоении частоты дискретизации, и на 6 dB для каждого дополнительного бита разрешающей способности, добавляемого к аналого-цифровому преобразователю. Обратите внимание на тот факт, что в преобразователе указано определенное количество битов, что вовсе не означает, что все они являются используемыми битами. Например АЦП определен как 16-битный, но на самом деле из этих бит пригодными могут быть только для 14 бит (из-за шумов и помех). Звуковая карта Santa Cruz использует 18-битный аналого-цифровой преобразователь для обеспечения 16 используемых бит разрешающей способности. Максимальное отношение сигнал/шум может быть определено из Выражения3:

SNR = 6.02b + 1.75 dB    (Выражение3)

Для 16-разрядного АЦП, имеющего максимальный уровень сигнала (без ослабления на входе) 12.8 V_PP, минимальный уровень квантования составляет -70.2 dBm. Как только уровень квантования (quantizing level, Q_L) известен, мы можем вычислить минимальное требуемое усиление (Gain) по формуле Выражения4:

Gain = Q_L − kTB + analog NF + atmospheric NF − 10log₁₀ BW    (Выражение4)

Здесь:

Q_L = 10log₁₀ (((V_PP * 0.707) / (2^b * 2))² / (50 * 0.001)) dBm

kTB / Гц = –174 dBm/Гц
analog NF = коэффициент шума аналогового приемника в децибелах
atmospheric NF = коэффициент атмосферного шума для определенной частоты
BW = конечная полоса полосового фильтра приема в Герцах

Таблица 5 из электронной таблицы "SDR-1000 Level Analysis" анализа уровня SDR-1000 предоставляет каскадный коэффициент шума и коэффициент усиления для схемы, показанной на рис. 1. Здесь все становится интересным.

Таблица 5. Каскадный анализ шума и коэффициента усиления из электронной таблицы анализа уровня SDR-1000 (SDR-1000 Level Analysis Spreadsheet).

На рис. 4 показана эквивалентная схема для QSD и инструментального усилителя в течение соответствующего периода переключения. Трансформатор был выбран так, чтобы иметь отношение импеданса 1:4. Это означает, что отношение витков от первичной к вторичной обмотке для каждого переключателя к земле составляет 1:1, и поэтому напряжение на каждом переключателе равно напряжению входного сигнала. Дифференциальный импеданс на вторичной обмотке трансформатора будет составлять 200 Ом, обеспечивая хорошее соответствие шуму усилителя INA163. Поскольку входной импеданс INA163 составляет 60 MΩ, потери мощности через цепь практически отсутствуют. Поэтому мы должны анализировать схему на основе усиления напряжения, а не усиления мощности.

Рис. 4. Эквивалентная схема двойного балансного QSD.

Это означает, что мы получаем 6-dB дифференциальное усиление напряжения от входного трансформатора - эквивалент 0-dB коэффициента шума усилителя! Кроме того, нет потерь через переключатели QSD из-за высокоимпедансной нагрузки INA. При импедансе источника 200 Ом INA163 имеет коэффициент шума приблизительно 12.4 dB при 20 dB усиления, 3 dB при 40 dB усиления и 1.3 dB при 60 dB усиления.

Фактически коэффициент шума аналогового внешнего интерфейса настолько низок, что если бы не атмосферный шум в ВЧ-диапазонах, нам нужно было бы добавить много усиления, чтобы усилить тепловой шум до уровня квантования. Ссылки на учебники игнорируют этот факт. В дополнение к статье в радиолюбительском журнале (примечание [23]) и статье Peter Chadwick QEX (примечание [20]), John Stephenson в своей статье QEX [30] о приемопередатчике ATR-2000 показывает дальнейшее понимание предмета. В таблице 6 представлена сводная информация о величине внешнего шума для расположения с низким уровнем помех, как определено на рис. 1 в статье Stephenson. Как можно видеть из таблицы, контрпродуктивно иметь высокий коэффициент усиления и низкий уровень шума приемника в большинстве радиодиапазонов.

Таблица 6. Атмосферный эквивалентный коэффициент шума по диапазонам радиочастот.

Таблицы 7 и 8 получены из электронной таблицы SDR-1000 Level Analysis (примечание [28]) для 10-метрового диапазона. Электронные таблицы взаимодействуют друг с другом, так что изменение в предположении будет проходить через все другие таблицы. Подробное обсуждение электронной таблицы выходит за рамки этого текста. Лучший способ узнать, как использовать электронную таблицу - подключить свои собственные значения. Также полезно выделить интересующие ячейки, чтобы увидеть, как получаются формулы. Основываясь на анализе с использованием электронной таблицы, я решил сделать настройку усиления выбираемой с помощью реле между настройками усиления INA 20 dB для нижних диапазонов и 40 dB для верхних диапазонов.

Таблица 7. Предположения анализа по уровню SDR-1000 (Level Analysis Assumptions) для 10-метрового диапазона с 40 dB усиления INA (распределение усиления приемника и параметры шума на звуковой карте Turtle Beach Santa Cruz).

Quantizing Gain Over/(Under) - это отклонение фактического усиления тракта от оптимального, при котором уровень шума квантования АЦП точно совпадал бы с уровнем собственных шумов аналоговой части. Проще: это запас (или недостаток) усиления относительно идеальной точки настройки АЦП.

Таблица 8. Подробный анализ уровня SDR-1000 для 10-метрового диапазона с 40 dB усиления INA.

Важно помнить, что мои расчеты шума и динамического диапазона включают в себя коэффициент внешнего шума в дополнение к коэффициенту теплового шума. Это гораздо более реалистично для приложений HF, чем типичные лабораторные испытания и расчеты, которые вы видите в большинстве ссылок. При усилении INA163, установленном на 40 dB, каскадный аналоговый тепловой NF рассчитывается как всего 1 dB на входе в звуковую карту. Если бы не внешний шум, то для усиления теплового шума до уровня квантования потребовалось бы около 70 dB аналогового усиления, или пришлось бы добавлять шум дизеринга вне полосы пропускания. Рис. 6 показывает график отношения сигнал/шум с внешним шумом для диапазона 10 м и 40 dB усиления INA. На рис. 5 показана та же кривая без внешнего шума и с коэффициентом усиления INA 60 dB. Это значительное усиление не улучшит чувствительность в присутствии внешнего шума, но уменьшит блокировку и динамический диапазон IMD на 20 dB. В нижних диапазонах коэффициент усиления INA 20 dB или ниже является вполне приемлемым, учитывая более высокий внешний шум.

Рис. 5. Соотношение сигнал/шум выхода с исключением внешнего (атмосферного) шума. Усиление INA установлено на 60 dB. Входной уровень сигнала в антенне для насыщения составляет –33.7 dBm.

Рис. 6. Соотношение сигнал/шум выхода для 10-метрового диапазона с учетом внешнего (атмосферного) шума. Усиление INA установлено на 40 dB. Входной уровень сигнала в антенне для насыщения составляет –13.7dBm.

[Управление частотой]

На рис. 7 показана схема аналоговых устройств AD9854 квадратурной DDS для управления QSD/QSE. Квадратурные сигналы гетеродина позволяют устранить делимый на четыре счетчик Джонсона, описанный в части 1, так что DDS работает на несущей частоте вместо своей четвертой гармоники. Я решил использовать 200-МГц версию компонента, чтобы минимизировать рассеивание тепла, и потому что она легко соответствует моим требованиям к покрытию диапазона частот 0 .. 60 МГц. Выходы DDS соединены с эллиптическими фильтрами нижних частот седьмого порядка, которые также обеспечивают опорный сигнал постоянного тока для высокоскоростных компараторов. Управление AD9854 может осуществляться либо через порт SPI, либо через параллельный интерфейс. Существуют проблемы синхронизации в режиме SPI, которые требуют особой осторожности при программировании. Компания Analog Devices разработала протокол, который позволяет переводить микросхему в режим внешнего обновления ввода-вывода, чтобы обойти проблему последовательного интерфейса. В конечной схеме я выбрал параллельный режим.

Рис. 7. Схема SDR-1000 quadrature DDS.

Согласно статье Peter Chadwick (примечание [20]), динамический диапазон фазового шума часто является ограничивающим фактором в приемниках вместо динамического диапазона IMD. Остаточный фазовый шум AD9854 лучше, чем -140 dBc/Гц при 10-кГц смещении, когда он напрямую синхронизирован на 300 МГц и запрограммирован для выхода 80-МГц. Требуется тактовый генератор с очень низким джиттером, чтобы значительно не повышался остаточный фазовый шум.

Технология высокоскоростной передачи данных, к счастью стимулирует внедрение высокочастотных кварцевых генераторов с очень низкими характеристиками джиттера. Например, Valpey Fisher делает осцилляторы, показывающие джиттер менее 1 ps RMS, которые работают в требуемом диапазоне 200-300 МГц. Согласно Analog Devices, 1 ps находится в порядке остаточного джиттера AD9854.

[Полосовые диапазонные фильтры]

Теоретически QSD будет прекрасно работать с низкочастотными, а не полосовыми фильтрами. Он реагирует на несущую частоту и нечетные гармоники несущей; однако на выходе могут быть слышны очень большие сигналы на половине несущей частоты. Например, мои измерения показывают, что когда приемник настроен на 7.0 МГц, сигнал на 3.5 МГц ослабляется на 49 dB. Измерения показывают, что ослабление второй гармоники составляет 37 dB, а третья гармоника снижается на 9 dB по сравнению с 7-МГц эталоном. Хотя в некоторых приложениях будет достаточно простого фильтра нижних частот, я решил использовать полосовые фильтры.

На рис. 8 показана конструкция фильтра на 6 диапазонов для SDR-1000. Обратите внимание, что только 2.5-МГц фильтр сделан как ФНЧ; остальные фильтры полосовые.

Рис. 8. Схема фильтров SDR-1000 на 6 диапазонов.

[Разводка печатной платы SDR-1000]

Для окончательной компоновки PC-платы я выбрал форм-фактор 3×4 дюйма. Приемник, возбудитель и DDS расположены на одной плате. Полосовой фильтр и усилитель 1W расположены на второй плате. Третья плата имеет интерфейс параллельного порта PC (LPT) для управления, и регуляторы мощности для работы от 13.8V источника питания постоянного тока. Три платы соединяются в небольшой модуль размером 3×4×2-дюйма с разъемами на задней панели, для соединения плат друг с другом не требуются соединительные провода. Платы используют в основном компоненты поверхностного монтажа, за исключением полосового фильтра, который использует в основном компоненты сквозных отверстий.

[Благодарности]

Я хотел бы поблагодарить David Brando и Pascal Nelson из Analog Devices за то, что они ответили на мои вопросы о AD9854 DDS. Я также благодарен Mike Pendley WA5VTV, за его помощь в разработке полосовых фильтров, а также за его постоянные советы.

[Заключение]

Эта серия статей представила практический подход к высокопроизводительной разработке SDR, который призван стимулировать широкомасштабные любительские эксперименты. Надеюсь, что многие заинтересуются этой разработкой, а также ресурсами рабочей группы ARRL SDR, и внесут свой творческий вклад в этой увлекательной области радиолюбительства. SDR-1000 аппаратное и программное обеспечение сделаны доступными для любительского сообщества, так что расширения программного обеспечения могут быть легко и быстро добавлены.

[Ссылки и примечания]

1. M. Markus, N3JMM, “Linux , Software Radio and the Radio Amateur”, QST, October 2002, pp 33-35.
2. Проект GNU Radio можно найти по ссылке www.gnu.org/software/gnuradio/gnuradio.html.
3. G. Youngblood, AC5OG, “A Software Defined Radio for the Masses: Part 1”, QEX, Jul/Aug 2002, pp 13-21.
4. G. Youngblood, AC5OG, “A Software Defined Radio for the Masses: Part 2”, QEX, Sep/Oct 2002, pp 10-18.
5. G. Youngblood, AC5OG, “A Software Defined Radio for the Masses: Part 3”, QEX, Nov/Dec 2002, pp 27-36.
6. R. Green, VK6KRG, “The Dirodyne: A New Radio Architecture?” QEX, Jul/Aug 2002, pp 3-12.
7. D. H. van Graas, “The Fourth Method: Generating and Detecting SSB Signals”, QEX, Sep 1990, pp 7-11.
8. D. Tayloe, N7VE, “Letters to the Editor, Notes on ‘Ideal’ Commutating Mixers (Nov/Dec 1999)”, QEX, Mar/Apr 2001, p 61.
9. P. Rice, VK3BHR, “SSB by the Fourth Method?” ironbark.bendigo.latrobe.edu.au/~rice/ssb/ssb.html.
10. M. Kossor, WA2EBY, “A Digital Commutating Filter”, QEX, May/Jun 1999, pp 3-8.
11. C. Ping, BA1HAM, “An Improved Switched Capacitor Filter”, QEX, Sep/Oct 2000, pp 41-45.
12. P. Anderson, KC1HR, “Letters to the Editor, A Digital Commutating Filter”, QEX, Jul/Aug 1999, pp 62.
13. D. Weaver, “A Third Method of Generation of Single-Sideband Signals”, Proceedings of the IRE, Dec 1956.
14. P. Anderson, KC1HR, “A Different Weave of SSB Exciter”, QEX , Aug 1991, pp 3-9.
15. P. Anderson, KC1HR, “A Different Weave of SSB Receiver”, QEX, Sep 1993, pp 3-7.
16. C. Puig, KJ6ST, “A Weaver Method SSB Modulator Using DSP”, QEX, Sep 1993, pp 8-13.
17. R. Zavrell Jr, “New Low Power Single Sideband Circuits”, Phillips Semiconductors Application Note AN1981, Oct 1997, www.semiconductors.philips.com/acrobat/applicationnotes/AN1981.pdf.
18. M. Vidmar, “Achieve Phasor Rotation With Analog Switches”, Microwaves & RF, Feb 2000, www.mwrf.com/Articles/Index.cfm?ArticleID=10069&extension=pdf.
19. P. Anderson, KC1HR, “Letters to the Editor, A Digital Commutating Filter”, QEX, Jul/Aug 1999, pp 62.
20. P. Chadwick, G3RZP, “HF Receiver Dynamic Range: How Much Do we Need?” QEX, May/Jun 2002, pp 36-41.
21. J. Scarlett, KD7O, “A High-Performance Digital Transceiver Design, Part 1”, QEX, Jul/Aug 2002, pp 36-39.
22. U. Rohde, KA2WEU/DJ2LR/HB9AWE, “Theory of Intermodulation and Reciprocal Mixing: Practice, Definitions and Measurements in Devices and Systems, Part 1”, QEX, Nov/Dec 2002, pp 3-15.
23. J. Fisk, “Receiver Sensitivity, Noise Figure and Dynamic Range”, ham radio magazine, Oct 1975, pp 8-25. Радиолюбительский журнал доступен на CD от ARRL.
24. Waveterminal 192X, производимый EGO SYS, можно найти на сайте www.esi-pro.com.
25. J. Wynne, “Ron Modulation in CMOS Switches and Multiplexers; What It is and How to Predict its Effect on Signal Distortion”, Application Note AN-251, Analog Devices, pp 1-3; www.analog.com/UploadedFiles/Application_Notes/413221855AN251.pdf.
26. L. Åsbrink, SM5BSZ, “Linrad: New Possibilities for the Communications Experimenter, Part 1,” QEX, Nov/Dec 2002, pp 37-41. Дополнительную информацию см. по ссылке www.nitehawk.com/sm5bsz/linuxdsp/linrad.htm.
27. W. Sabin and E. Schoenike, Editors, HF Radio Systems & Circuits, (Atlanta, Georgia: Noble Publishing Corporation, ISBN 1-884932-04-5) pp 349-355 and 642-644.
28. Вы можете загрузить этот пакет по сслыке на сайте ARRL http://www.arrl.org/qexfiles/. Ищите 0303Youn.ZIP.
29. M. Frerking, Digital Signal Processing in Communication Systems (Boston, Massachusetts: Kluwer Academic Publishers, ISBN 0-442-01616-6), pp 305-391.
30. J. Stephenson, KD6OZH, “The ATR-2000: A Homemade High-Performance HF Transceiver, Pt 1”, QEX, Mar/Apr 2000, pp 3-4.
31. A Software-Defined Radio for the Masses, часть 1.
32. A Software-Defined Radio for the Masses, часть 2.
33. A Software-Defined Radio for the Masses, часть 3.