Администрирование Железо Микросхема bq24618 - контроллер зарядного устройства Tue, April 25 2017  

Поделиться

нашли опечатку?

Пожалуйста, сообщите об этом - просто выделите ошибочное слово или фразу и нажмите Shift Enter.


Микросхема bq24618 - контроллер зарядного устройства Печать
Добавил(а) microsin   

Здесь приведен перевод даташита на микросхему bq24618 [1]. Все непонятные термины и сокращения см. в конце строки, раздел "Словарик".

Основные возможности микросхемы:

• Может работать от входных напряжений в диапазоне 4.7V .. 28V, подходит для питания от USB.
• Полнофункциональный контроллер зарядки, который может поддерживать от 1 до 6 Li-Ion или Li-Polymer ячеечные батареи.
• Ток зарядки и ток адаптера до 10A.
• 600 кГц NMOS-NMOS синхронный, повышающе-понижающий импульсный конвертер (Synchronous Buck Converter, далее просто SBC).
• Высокоточное регулирование напряжения и тока.
   ±0.5% точности напряжения заряда.
   ±3% точности зарядного тока.
   ±3% точности тока адаптера.
• Интеграция
   Автоматический выбор питания для обслуживаемой системы - от адаптера или батареи.
   Петля внутренней компенсации (Internal Loop Compensation).
   Внутренний мягкий старт (Internal Soft Start).
   Динамическое управление питанием.
• Защита и безопасность
   Защита от перенапряжения по входу.
   Поддержка термистора батареи - для приостановки при перегреве/охлаждении.
   Детектирование батареи.
   Защита входного транзистора FET от перепутывания полярности.
   Программируемый таймер безопасности (Safety Timer).
   Защита от превышения тока зарядки.
   Защита от короткого замыкания в батарее.
   Защита от превышения напряжения батареи.
   Выключение при перегреве.
• Выходы индикации состояния
   Наличие адаптера.
   Состояние работы зарядного устройства.
• Вывод разрешения заряда.
• 6V управляющее напряжение для ключей SBC
• Мертвое время драйвера 30 ns (Dead-Time) и 99.5% максимально эффективный цикл скважности.
• Режим пониженного энергопотребления, низкий ток холостого хода Iq
– < 15 μA ток разряда батареи в выключенном состоянии.
– < 1.5 mA входной ток холостого хода в выключенном состоянии.

Основные приложения:

• Устройства Tablet PC
• Умные телефоны (смартфон)
• Переносные плееры, навигаторы, ноутбуки, портативные ультра-мобильные компьютеры
• Персональные цифровые помощники (Personal Digital Assistants, PDA)
• Ручные терминалы
• Промышленное и медицинское оборудование

Микросхема bq24618 это контроллер зарядки Li-ion или Li–polymer батареи с высокой интеграцией функций, работающий в режиме переключения. В микросхему bq24618 встроен синхронный PWM-контроллер, работающий на постоянной частоте, регулирующий напряжение и ток с высокой точностью. Доступны такие функции управления зарядом, как предварительная зарядка (charge preconditioning), остановка заряда, регулирование тока потребления от адаптера, мониторинг состояния зарядки.

Микросхема bq24618 работает либо от порта USB, либо от AC-адаптера, и поставляет токи заряда до 10A. Микросхема заряжает батарею в 3 фазы: preconditioning (подготовка к зарядке малым током заряда или precharge), constant current (постоянный ток, быстрая зарядка большим током, fastcharge) и constant voltage (постоянное напряжение). Зарядка прекращается, когда ток достигает установленного пользователем минимума. Программируемый таймер заряда предоставляет безопасную остановку заряда. Микросхема автоматически перезапускает цикл заряда, если напряжение батареи упадет ниже внутренне заданного порога, и входит в режим сна с низким холостым ходом потребления, когда входное напряжение падает ниже напряжения батареи.

Информация о корпусе микросхемы bq246181:

Тип корпуса Размер корпуса
VQFN (24) 4.00 x 4.00 мм

Примечание 1: для всех доступных типов корпусов см. опции покупки в конце даташита [1].

BQ24618 simplified schematic

Таблица сравнения нескольких вариантов микросхем импульсных контроллеров для зарядки:

Параметр bq24600 bq24610 bq24616 bq24617 bq24618 bq24650
Тип ячейки аккумулятора Li-Ion/Li-Po
Количество ячеек аккумулятора (напряжение одной ячейки 4.2V) 1..6 1..5 1..6
Диапазон выходного напряжения для заряда, V 2.1 .. 26 2.1 .. 22 2.1 .. 26
Диапазон входного напряжения (AC-адаптер), V 5 .. 28 5 .. 24 4.7 .. 285 .. 28
Предел превышения входного напряжения, V 32 26 32
Максимально допустимый ток заряда, A 10
Частота переключения регулятора (ШИМ), кГц 1200 600
Поддержка термопрофиля заряда JEITA нет да нет
Поддержка DPM нет IIN DPM VIN DPM

[Функции выводов и цоколевка bq24618]

BQ24618 VQFN24 package(RGE)

Вывод
Описание функции
Имя
~ACDRV 3 Выход для управления силовым драйвером, подключающим внешний источник питания (AC-адаптер или порт USB). Через резистор 1 kΩ этот вывод подключается к затворам P-канальных транзисторов MOSFET (см. схему на рис. 19). Один из транзисторов предназначен для подачи питания от AC-адаптера, а другой для блокировки (защиты) от переполюсовки со стороны AC-адаптера. Внутренняя организация выхода ~ACDRV асимметричная, что позволяет выполнять быстрое отключение и медленное включение, с дополнительной логикой разрыв-до-соединения по отношению к сигналу ~BATDRV. Если это необходимо, используется дополнительный конденсатор от затвора до истока транзистора MOSFET AC-адаптера, чтобы замедлить включение и выключение.
ACN 1 Инверсный вход усилителя для датчика тока AC-адаптера. Между выводами ACN и ACP устанавливается керамический конденсатор 0.1 μF, чтобы обеспечить дифференциальную фильтрацию сигнала с этого датчика. Также может быть установлен конденсатор 0.1 μF (установка этого конденсатора не обязательна) между ACN и GND, чтобы обеспечить общую фильтрацию от помех.
ACP 2 Не инвертирующий вход усилителя для датчика тока AC-адаптера. Между выводами ACN и ACP устанавливается керамический конденсатор 0.1 μF, чтобы обеспечить дифференциальную фильтрацию сигнала с этого датчика. Также может быть установлен конденсатор 0.1 μF между ACP и GND, чтобы обеспечить общую фильтрацию от помех.
ACSET 16 Вход для установки тока адаптера. Напряжение на выводе ACSET программирует установку точки регулирования входного тока во время работы динамического управления питанием (Dynamic Power Management, DPM).
~BATDRV 23 Выход для управления драйвером MOSFET, подключающий аккумуляторную батарею к системе. Управление затвором транзистора предотвращает обратный ток от системы к батареи, но при этом предоставляет путь (с низким сопротивлением) для тока от батареи к системе. Подключите этот вывод через резистор 1 kΩ к затвору P-канального транзистора MOSFET, который управляет подключением батареи к обслуживаемой системе. Исток этого транзистора подключите к нагрузке - проводу питания обслуживаемой системы. Сток этого транзистора подключите к положительному полюсу аккумуляторной батареи (см. схему на рис. 19). Внутренняя организация выхода ~BATDRV асимметричная, что позволяет выполнять быстрое отключение и медленное включение, с дополнительной логикой разрыв-до-соединения по отношению к сигналу ~ACDRV. Если это необходимо, используется дополнительный конденсатор от затвора до истока транзистора MOSFET батареи, чтобы замедлить включение и выключение.
BTST 22 Цепь генерации питания драйвера управления верхним ключом полумоста PWM (положительный полюс источника питания верхнего драйвера). Напряжение генерируется с помощью сигнала силовой цепи PWM (место, где соединяются исток и сток выходных транзисторов MOSFET полумоста и индуктивный элемент), с применением конденсатор 0.1 μF и диода Шоттки.
CE 4 Логический вход, разрешающий работу зарядки. Лог. 1 разрешает заряд, лог. 0 запрещает заряд. На этом входе имеется внутренний подтягивающий вниз резистор (pull-down) номиналом 1МΩ.
GND 17 Общий провод для всех цифровых и аналоговых сигналов, а также общая шина для силового питания. На печатной плате соедините эту шину с большой площадкой для пайки, находящейся под корпусом VQFN микросхемы.
HIDRV 21 Выход драйвера для управления верхним силовым транзистором полумоста PWM. Соедините этот выход с затвором верхнего транзистора MOSFET полумоста максимально коротким проводом.
ISET1 11 Вход, который позволяет установить ток режима быстрой зарядки (fast charge).
ISET2 15 Вход установки тока предзаряда (precharge) и установки тока остановки заряда.
LODRV 19 Выход драйвера для управления нижним силовым транзистором полумоста PWM. Соедините этот выход с затвором нижнего транзистора MOSFET полумоста максимально коротким проводом.
~PG 8 Информационный выход, сигнализирующий о хорошем состоянии питания (power good). Активный лог. 0 на этом выходе сигнализирует о том, что микросхема получает допустимое напряжение VCC (не в режиме UVLO, не в режиме ACOV и не в режиме SLEEP). Лог. 1 на это выходе сигнализирует о недопустимом VCC. Выход ~PG может использоваться для управления светодиодом (см. схему на рис. 19), либо для подачи сигнала в управляющий микроконтроллер.
PH 20 Вывод для отрицательного полюса питания драйвера управления верхним ключом MOSFET полумоста PWM. Он подключается напрямую к выходу полумоста (см. схему на рис. 19).
REGN 18 Положительный полюс питания 6V драйвера нижнего транзистора MOSFET полумоста PWM. Подключите керамический конденсатор 1μF между этим выводом и GND, максимально близко к микросхеме. В формировании питающих напряжений драйвера PWM участвует диод Шоттки и выходной сигнал силового полумоста (см. схему на рис. 19).
SRN 13 Инверсный вход усилителя датчика тока заряда батареи. Между выводами SRN и SRP устанавливается керамический конденсатор 0.1 μF, чтобы обеспечить дифференциальную фильтрацию сигнала с этого датчика. Также может быть установлен конденсатор 0.1 μF (установка этого конденсатора не обязательна) между SRN и GND, чтобы обеспечить общую фильтрацию от помех.
SRP 14 Инверсный вход усилителя датчика тока заряда батареи. Между выводами SRN и SRP устанавливается керамический конденсатор 0.1 μF, чтобы обеспечить дифференциальную фильтрацию сигнала с этого датчика. Также может быть установлен конденсатор 0.1 μF между SRP и GND, чтобы обеспечить общую фильтрацию от помех.
STAT1 5 Информационный выход с открытым стоком, сигнализирующий о различных состояниях процесса заряда (см. таблицу 2).
Thermal Pad - Массивная медная площадка под донышком корпуса микросхемы. Всегда соединяйте пайкой эту площадку с массивной общей шиной системы на печатной плате - для снижения влияния помех и улучшения теплоотвода от кристалла микросхемы.
TS 7 Вход для подключения датчика температуры батареи (термистор с отрицательным температурным коэффициентом). Окно температур "горячо-холодно" программируется резисторным делителем VREF-TS-GND (см. рис. 15).
STAT2 9 Информационный выход с открытым стоком, сигнализирующий о различных состояниях процесса заряда (см. таблицу 2).
VFB 12 Вход обратной связи по напряжению на батарее. Подключается к делителю напряжения между положительным полюсом аккумуляторной батареи и GND.
VCC 24 Положительный полюс напряжения питания микросхемы. Подключается к монтажному ИЛИ (организованному на диодах) в точке соединения стоков P-канальных транзисторов MOSFET адаптера AC через резистор 10Ω. Установите блокирующий конденсатор 1μF между VCC и GND максимально близко к корпусу микросхемы.

Параметры измерены при работе в условиях открытого пространства (если не указано нечто другое) (1) (2) (3).

Таблица 7.1. Абсолютные максимальные предельно допустимые значения.

Параметр  min max Ед.
Напряжение VCC, ACP, ACN, SRP, SRN, ~BATDRV, ~ACDRV, CE, STAT1, STAT2, ~PG -0.3 33 V
PH -2 36
VFB -0.3 16
REGN, LODRV, ACSET, TS, TTC -0.3 7
BTST, HIDRV относительно GND -0.3 39
VREF, ISET1, ISET2 -0.3 3.6
Максимальное дифференциальное напряжение ACP–ACN, SRP–SRN -0.5 0.5 V
Рабочая температура кристалла Junction temperature, TJ -40 +155 °C
Температура хранения Storage temperature, Tstg -55 +155 °C

Примечания:

(1) Стрессовые значения, выходящие за пределы перечисленных здесь максимальных значений, могут привести к необратимому повреждению микросхемы. Эти параметры в таблице указаны только как рейтинговые, и не подразумевается функционирование микросхемы около этих значений или с выходом за их пределы рекомендованных значений (рекомендуемые значения см. в таблице 7.3). Работа микросхемы при значениях параметров, близких к максимальным в течение длительного периода времени может в худшую сторону повлиять на надежность устройства.

(2) Все указанные напряжения измерены относительно GND, если не указано специально, относительно чего они измерены. Токи, втекающие в микросхему через указанный вывод, считаются положительными, вытекающие отрицательными.

(3) Если напряжение батареи в приложении превышает 16V, то требуется последовательно включенный резистор между батареей и VFB. Верхний резистор в делителе на VFB удовлетворяет этому требованию.

Таблица 7.2. Параметры ESD.

Параметр
 Описание Значение Ед.
VESD Модель тела человека (HBM), стандарт ANSI/ESDA/JEDEC JS-001(1) ±2000 V
Модель заряженного устройства (CDM), стандарт JEDEC JESD22- V C101(2) ±500

Примечания:

(1) JEDEC-документ JEP155 устанавливает, что 500V HBM позволяет осуществить безопасное производство со стандартным процессом контроля ESD.

(2) JEDEC-документ JEP157 устанавливает, что 250V CDM позволяет осуществить безопасное производство со стандартным процессом контроля ESD.

Таблица 7.3. Рекомендуемые параметры эксплуатации.

Параметр  min max Ед.
Напряжение VCC, ACP, ACN, SRP, SRN, ~BATDRV, ~ACDRV, CE, STAT1, STAT2, ~PG -0.3 28 V
PH -2 30
VFB -0.3 14
REGN, LODRV, ACSET, TS, TTC -0.3 6.5
BTST, HIDRV относительно GND -0.3 34
ISET1, ISET2 -0.3 3.3
VREF   3.3
Максимальное дифференциальное напряжение ACP–ACN, SRP–SRN -0.2 0.2 V
Рабочая температура кристалла Junction temperature, TJ -0 +125 °C

Таблица 7.4. Температурные параметры корпуса (bq24616, RGE/VQFN 24 вывода).

Термальная метрика(1)  Значение Ед.
RθJA Термосопротивление кристалл - окружающая среда 43 °C/W
RθJC(top) Термосопротивление кристалл - корпус (верхняя часть) 54.3 °C/W
RθJB Термосопротивление кристалл - печатная плата 20 °C/W
ψJT Характеризационный параметр кристалл - верхняя область 0.6 °C/W
ψJB Характеризационный параметр кристалл - печатная плата 19 °C/W
RθJC(bot) Термосопротивление кристалл - корпус (нижняя часть) 4 °C/W

Примечание (1): для дополнительной информации по традиционным и новым термальным метрикам см. Semiconductor and IC Package Thermal Metrics application report, SPRA953.

Таблица 7.5. Электрические характеристики. 4.7V ≤ VVCC ≤ 28V, 0°C < TJ < 125°C, типичные значения при TA = 25°C, измеренные относительно GND (если не указано нечто другое).

Параметр Условия тестирования min typ max Ед.
Рабочие условия
VCC  Рабочий диапазон напряжения питания   4.7   28 V
Статические токи потребления
IBAT Общий ток разряда батареи (сумма токов, втекающих в VCC, BTST, PH, ACP, ACN, SRP, SRN, VFB), VFB≤2.1V VCC < VSRN, VCC > VUVLO (SLEEP)     15 μA
Ток разряда батареи (сумма токов, втекающих в BTST, PH, SRP, SRN, VFB), VFB≤2.1V VCC > VSRN, VCC > VUVLO, CE = лог. 0     5
VCC > VSRN, VCC > VUVLO, CE = лог. 1, зарядка завершена     5
IAC Ток потребления от внешнего AC-адаптера (сумма токов, втекающих в VCC, ACP, ACN) VCC > VSRN, VCC > VUVLO, CE = лог. 0 (статический ток потребления микросхемы)   1 1.5 mA
VCC > VSRN, VCC > VUVLO, CE = лог. 1, зарядка завершена   2 5
VCC > VSRN, VCC > VUVLO, CE = лог. 1, активна зарядка, Qg_total = 20 nC   25  
Регулирование напряжения заряда
VFB Напряжение обратной связи регулирования (feedback)     2.1   V
  Точность регулирования напряжения зарядки TJ = 0 .. 85°C -0.5   0.5 %
TJ = -40 .. 125°C -0.7   0.7
IVFB Ток утечки вывода VFB VFB = 2.1V     100 nA
Регулирование тока, режим быстрой зарядки (fast charge)
VISET1 Диапазон входного напряжения вывода ISET1       2 V
VIREG_CHG Диапазон напряжения на датчике тока (разница SRP-SRN) VIREG_CHG = VSRP – VSRN     100 mV
KISET1 Установленный множитель для измерения тока заряда (ампер на вольт, установленный ISET1) RSENSE = 10 mΩ   5   A/V
     Точность регулирования тока зарядки VIREG_CHG = 40 mV -3   3 %
VIREG_CHG = 20 mV -4   4
VIREG_CHG = 5 mV -25   25
VIREG_CHG = 1.5 mV (VSRN > 3.1V) -40   40
IISET1 Ток утечки, втекающий в вывод ISET1 VISET1 = 2V     100 nA
Регулирование тока, режим предварительной зарядки (precharge)
VISET2 Диапазон входного напряжения вывода ISET2       2 V
KISET2 Установленный множитель для измерения тока предзаряда (ампер на вольт, установленный ISET2) RSENSE = 10 mΩ   1   A/V
  Точность регулирования тока предзаряда VIREG_CHG = 20 mV -4   4 %
VIREG_CHG = 5 mV -25   25
VIREG_CHG = 1.5 mV (VSRN > 3.1V) -55   55
IISET2 Ток утечки, втекающий в вывод ISET2 VISET2 = 2V     100 nA
Остановка зарядки
KTERM Установленный множитель тока останова заряда (ампер на вольт, установленный выводом ISET2) RSENSE = 10 mΩ   1   A/V
  Точность тока остановки заряда VITERM = 20 mV -4   4 %
VITERM = 5 mV -25   25
VITERM = 1.5 mV -45   45
  Время подавления дребезга для останова заряда (по обоим перепадам)     100   ms
tQUAL Квалификационное время останова заряда VBAT > VRECH и ICHG < ITERM   250  
IQUAL Квалификационный ток останова заряда Ток разряда в момент детектирования останова заряда   2   mA
Регулирование входного тока
VACSET Диапазон напряжений ACSET       2 V
VIREG_DPM Диапазон напряжения на датчике тока (разница ACP-ACN) VIREG_DPM = VACP – VACN     100 mV
KACSET Установленный множитель для входного тока (ампер на вольт, установленный выводом ACSET) RSENSE = 10 mΩ   5   A/V
IACSET Точность регулирования входного тока (определяется током утечки ACSET) VIREG_DPM = 40 mV -3   3 %
VIREG_DPM = 20 mV -4   4
VIREG_DPM = 50 mV -25   25
IACSET Ток утечки, втекающий в вывод ACSET VACSET = 2V     100 nA
Вход компаратора, определяющего занижение напряжения (UNDERVOLTAGE LOCKOUT COMPARATOR, UVLO)
VUVLO Порог занижения напряжения AC при нарастании Измеренное VCC 3.65 3.85 7 V
VUVLO_HYS Гистерезис занижения напряжения AC при спаде     350   mV
Компаратор низкого напряжения VCC (VCC LOWV COMPARATOR)
  Порог при спаде, запрет зарядки Измеренное VCC   4.1   V
  Порог при нарастании, возобновление зарядки     4.35 4.5  
Компаратор режима сна (SLEEP COMPARATOR, защита от обратного разрядного тока)
VSLEEP_FALL Порог спада VCC – VSRN как условие входа в режим сна 40 100 150 mV
VSLEEP_HYS Порог нарастания       600
  Задержка спада VCC падает ниже SRN, задержка для выключения транзисторов MOSFET, подключающих AC-адаптер   1   μs
  Задержка нарастания VCC выросло выше SRN, задержка для включения транзисторов MOSFET, подключающих AC-адаптер   30  
  Задержка выключения для подавления дребезга VCC падает ниже SRN, задержка для входа в SLEEP   100   ms
  Задержка включения для подавления дребезга VCC выросло выше SRN, задержка для выхода из SLEEP   30  
Компаратор ACN / SRN
VACN-SRN_FALL Порог спада ACN к SRN VACN – VSRN для включения MOSFET, подключающего батарею 100 200 310 mV
VACN-SRN_HYS Гистерезис нарастания ACN к SRN     100  
  Подавление дребезга нарастания ACN к SRN VACN – VSRN > VACN-SRN_RISE   2   ms
  Подавление дребезга спада ACN к SRN VACN – VSRN < VACN-SRN_FALL   50   μS
Компаратор низкого напряжения батареи (BAT LOWV)
VLOWV Переход от предзаряда к быстрой зарядке (порог LOWV) Измерено на выводе VFB, нарастание 1.534 1.55 1.566 V
VLOWV_HYS Гистерезис LOWV     100   mV
  Подавление дребезга LOWV при снижении VFB падает ниже VLOWV   25   ms
  Подавление дребезга LOWV при нарастании VFB нарастает выше VLOWV + VLOWV_HYS   25  
Компаратор возобновления зарядки батареи (RECHARGE)
VRECHG Порог возобновления заряда (относительно VREG) Измерено на выводе VFB, спад 35 50 65 mV
  Подавление дребезга возобновления заряда при снижении VFB уменьшается ниже VRECHG   10   ms
  Подавление дребезга возобновления заряда при нарастании VFB уменьшается выше VRECHG   10  
Компаратор превышения напряжения на батарее
VOV_RISE Порог превышения при нарастании Превышение указано в процентном отношении к VFB   104   %
VOV_FALL Порог превышения при спаде   102  
Компаратор превышения напряжения на входе (ACOV)
VACOV Порог превышения AC при нарастании Измерено на VCC 31.04 32 32.96 V
VACOV_HYS Гистерезис превышения AC при спаде     1  
  Подавление дребезга превышения AC (по обоим перепадам) Задержка до изменения состояния выводов STAT   1   ms

  Подавление дребезга превышения AC по нарастанию Задержка до запрета зарядки   1  
  Подавление дребезга превышения AC по спаду Задержка до возобновления зарядки   20  
Компаратор выключения при перегреве
TSHUT Температура выключения при нарастании температуры Температура увеличивается   145   °C
TSHUT_HYS Гистерезис по температуре выключения     15  
  Подавление дребезга температурного выключения при нарастании температуры Температура увеличивается   100   μs
  Подавления дребезга температурного выключения при спаде температуры Температура уменьшается   10   ms
Компаратор термистора (термодатчик, определяющий температуру батареи)
VLTF Порог нарастания от холодной температуры Указано процентное отношение к VVREF 72.5 73.5 74.5 %
VLTF_HYS Гистерезис нарастания 0.2 0.4 0.6
VHTF Порог нарастания горячей температуры 36.2 37 37.8
VTCO Порог отсечки нарастания температуры 33.7 34.4 35.1
  Время подавления дребезга для детектирования выхода температуры из допустимого диапазона VTS > VLTF, или VTS < VTCO, или VTS < VHTF   400   ms
  Время подавления дребезга для детектирования входа температуры в допустимый диапазон VTS < VLTF–VLTF_HYS, или VTS > VTCO, или VTS > VHTF   20  
Компаратор превышения тока заряда (срабатывающий на каждом цикле)
VOC Порог спада превышения тока зарядки Ток нарастает, не синхронный режим, измерено напряжение V(SRP-SRN), VSRP < 2V    45.5   mV
  Ток нарастает, синхронный режим, указано процентное отношение к V(IREG_CHG), VSRP > 2.2V   160   %
  Нижняя полка порога превышения тока зарядки Минимальный порог OCP в синхронном режиме, измерено на V(SRP-SRN), VSRP > 2.2V   50   mV
  Верхняя полка превышения тока зарядки Максимальный порог OCP в синхронном режиме, измерено на V(SRP-SRN), VSRP > 2.2V   180  
Компаратор занижения тока заряда (срабатывающий на каждом цикле)
VISYNSET Порог снижения тока заряда при спаде тока Переключение из синхронного режима в несинхронный, VSRP > 2.2V 1 5 9 mV
Компаратор определения замыкания в батарее
VBATSHT Порог спада напряжения на батарее, с переходом в несинхронный режим Спад VSRP   2   V
VBATSHT_HYS Гистерезис определения замыкания в батарее при нарастании напряжения     200   mV
VBATSHT_DEG Подавление дребезга по обоим перепадам     1   μS
Регулятор VREF
VVREF_REG Напряжение регулятора VREF VCC > VUVLO (ток нагрузки 0..35 mA) 3.267 3.3 3.333 V
IVREF_LIM Предел тока VREF VVREF = 0V, VCC > VUVLO 35     mA
Регулятор REGN
VREGN_REG Напряжение регулятора REGN VCC > 10V, CE = лог. 1 (ток нагрузки 0..40 mA) 5.7 6.0 6.3 V
IREGN_LIM Предел тока REGN VREGN = 0V, VCC > VUVLO, CE = лог. 1 40     mA
Вход TTC и таймер безопасности (SAFETY TIMER)
TPRECHG Диапазон таймера безопасности предзаряда(1) Время предзаряда до возникновения ошибки 1440 1800 2160 сек
TCHARGE Диапазон таймера безопасности режима быстрой зарядки (fast-charge), с точностью ±10%(1) Tchg = CTTC × KTTC 1   10 час
  Точность таймера режима быстрой зарядки(1) 0.01 μF ≤ CTTC ≤ 0.11 μF -10   10 %
KTTC Множитель таймера     5.6   минут/nF
  Нижний порог TTC VTTC ниже этого порога запрещает таймер безопасности и остановку заряда     0.4 V
  Верхний порог генератора TTC     1.5  
  Нижний порог генератора TTC     1  
  Ток вытекания/втекания TTC   45 50 55 μA
Драйвер ключа MOSFET батареи (BATFET)
RDS_BAT_OFF Сопротивление выключенного состояния BATFET VACN > 5V     150 Ω
RDS_BAT_ON Сопротивление включенного состояния BATFET     20
VBATDRV_REG Напряжение управления BATFET VBATDRV_REG = VACN – VBATDRV когда VACN > 5V и BATFET открыт 4.2   7 V
VBATFET_ACN Напряжение ACN для удержания BATFET открытым BATFET открыт 2.6    
Драйвер ключа MOSFET внешнего AC-адаптера (ACFET)
RDS_AC_OFF Сопротивление выключенного состояния ACFET VCC > 5V     30 Ω
RDS_AC_ON Сопротивление включенного состояния ACFET     20
VACDRV_REG Напряжение управления ACFET VACDRV_REG = VCC – VACDRV когда VCC > 5V и ACFET открыт 4.2   7 V
Время управления драйвера транзисторов MOSFET для AC / BAT
  Мертвое время драйвера Dead time между переключением с AC на BAT и обратно   10   μs
Детектирование батареи
tWAKE Время пробуждения Максимальное время входа в режим зарядки, если работа микросхемы разрешена   500   ms
IWAKE Ток пробуждения RSENSE = 10 mΩ 50 125 200 mA
tDISCHARGE Время разряда Максимальное приложенное время тока разряда   1   сек
IDISCHARGE Ток разряда     8   mA
IFAULT Ток ошибки после таймаута ошибки     2  
VWAKE Порог пробуждения (по отношению к VREG) Напряжение на VFB, чтобы определить отсутствие батареи во время пробуждения   50   mV
VDISCH Порог разряда Напряжение на VFB, чтобы определить отсутствие батареи во время разряда   1.55   V
Верхний драйвер полумоста PWM (HIDRV)
RDS_HI_ON Сопротивление канала включения VBTST – VPH = 5.5V   3.3 6 Ω
RDS_HI_OFF Сопротивление канала выключения VBTST – VPH = 5.5V   1 1.3
VBTST_REFRESH Порог компаратора обновления генератора напряжения питания драйвера VBTST – VPH когда запрашивается импульс обновления нижней стороны 4.0 4.2   V
Нижний драйвер полумоста PWM (LODRV)
RDS_LO_ON Сопротивление канала включения VBTST – VPH = 5.5V   4.1 7 Ω
RDS_HI_OFF Сопротивление канала выключения VBTST – VPH = 5.5V   1 1.4
Интервалы времени работы драйверов PWM
  Мертвое время таймера Dead time между моментами открывания верхнего и нижнего плеча драйвера, когда нет нагрузки ни на одно из них   30   ns
Тактовый генератор PWM
VRAMP_HEIGHT Высота ската PWM В процентном отношении к VCC   7   %
  Частота переключений PWM(1)   510 600 690 кГц
Встроенный мягкий старт (шаги для регулирования тока ICHG)
  Количество шагов мягкого старта     8   шагов
  Время шага мягкого старта     1.6   ms
Последовательность включения секции зарядки
  Задержка разрешения зарядки после включения Задержка от появления CE = лог. 1 до разрешения включения модуля заряда   1.5   сек
Характеристики логики выводов I/O (CE, STAT1, STAT2, PG)
VIN_LO Пороговое напряжение входа CE для лог. 0       0.8 V
VIN_HI Пороговое напряжение входа CE для лог. 1   2.1    
VBIAS_CE Ток утечки входа CE       6 μA
VOUT_LO Напряжение насыщения выхода STAT1, STAT2, PG для лог. 0       0.5 V
IOUT_HI Ток утечки V = 32V     1.2 μA

Примечание (1): проверено в разработке.

BQ24618 REF REGN PG Power Up fig1

Рис. 1. REF, REGN и ~PG при включении (CE = лог. 1).

BQ24618 Charge Enable fig2

Рис. 2. Разрешение зарядки (Charge Enable).

BQ24618 Current Soft Start fig3

Рис. 3. Мягкий старт, нарастание выходного тока (Current Soft Start, CE = лог. 1).

BQ24618 Charge Disable fig4

Рис. 4. Запрет зарядки.

BQ24618 Continuous Conduction Mode Switching fig5

Рис. 5. Форма сигналов переключения в режиме продолжительного соединения.

BQ24618 Cycle by Cycle Synchronous to Nonsynchronous fig6

Рис. 6. Переход из синхронного в несинхронный режим при каждом цикле.

BQ24618 100 proc Duty and Refresh Pulse fig7

Рис. 7. 100% скважность и импульс обновления.

BQ24618 Transient System Load DPM fig8

 

Рис. 8. Переходной процесс при изменении нагрузки со стороны обслуживаемой системы (работа DPM).

BQ24618 Battery Insertion fig9

Рис. 9. Подключение батареи.

BQ24618 Battery to GND Short Protection fig10

Рис. 10. Защита от короткого замыкания в батарее.

BQ24618 Battery to GND Short Transition fig11

Рис. 11. Переходной процесс при коротком замыкании в батарее.

BQ24618 Efficiency vs Output Current fig12

Рис. 12. Зависимость КПД от выходного тока.

[Подробное описание bq24618]

Микросхема bq2461x это отдельный, сильно интегрированный контроллер зарядки батарей Li-ion или Li-polymer, который удовлетворяет условиям питания устройства от USB, с минимальным допустимым входным напряжением 4.7V. В микросхеме реализован импульсный синхронный контроллер PWM с постоянной частотой переключений. Микросхема управляет внешними ключевыми транзисторами, чтобы предотвратить разряд батареи через входные цепи, чтобы подключить адаптер к системе, и подключить батарею к системе, используя драйверы затвора 6V для улучшения эффективности системы. В bq2461x встроена фича DPM, которая уменьшает ток заряда батареи, когда достигнут предел входного тока - чтобы избежать перегрузку адаптера AC, при этом ток для обслуживаемой системы поставляется одновременно и от адаптера, и от батареи. Высокоточный усилитель датчика тока обеспечивает мониторинг входного тока от адаптера AC и позволяет оценить общее потребление мощности системой. Лимит допустимого входного тока конфигурируется с помощью вывода ACSET.

В bq2461x есть схема детектирования батареи, которая позволяет автоматически определить наличие или отсутствие подключенной батареи. Когда определено, что батарея подключена, начнется зарядка в одной из трех фаз (в зависимости от напряжения батареи): предзаряд (precharge), постоянный ток (быстрый заряд с регулированием тока) и постоянное напряжение (быстрый заряд с регулированием напряжения). Микросхема прервет заряд, когда будет достигнут порог тока остановки заряда, и будет начат цикл перезаряда, когда напряжение батареи упадет ниже порога возобновления заряда (VRECHG). Параметры тока precharge, постоянного тока заряда и порогового тока остановки заряда можно сконфигурировать через выводы ISET1 и ISET2, что позволяет гибко конфигурировать профиль заряда батареи. Во время заряда в микросхеме работает встроенный монитор отказов, проверяя наличие событий превышения напряжения на батарее, детектирования короткого замыкания в батарее (VBATSHT), выключения при срабатывании термозащиты (внутренний сигнал TSHUT и вывод TS), истечение времени таймаута таймера безопасности (вывод TTC) и состояния защиты входного напряжения (VACOV), что в целом гарантирует безопасность для батареи.

У bq2461x есть 3 вывода, оповещающие о состоянии микросхемы (STAT1, STAT2 и PG) - они показывают статус зарядки и статус входного напряжения (подаваемого от адаптера AC). Эти выводы можно использовать для управления светодиодами, или можно эти сигналы подавать на микроконтроллер системы.

BQ24618 Typical Charging Profile fig13

Рис. 13. Типовой профиль заряда.

Функциональная блок-схема bq24618:

BQ24618 Functional Block Diagram

Ниже во врезках приведено описание основных функций микросхемы bq24618.

Регулировка напряжения батареи. Микросхема bq24618 использует высокоточный регулятор напряжения для высоких напряжений зарядки. Напряжение заряда программируется с помощью резисторного делителя напряжения, подключенного между положительным полюсом батареи и землей (GND) и средней точкой делителя, подключенной к выводу VFB. Напряжение на выводе VFB регулируется для 2.1V, что дает следующую формулу для регулируемого напряжения:

VBAT = 2.1V * (1 + R2/R1)                      (1)

Здесь R2 подключено между VFB и плюсовым контактом батареи, R1 подключен между VFB и GND (см. схему на рис. 19).

Регулировка тока батареи. Вход ISET1 устанавливает максимальный ток быстрой зарядки. Ток зарядки измеряется с помощью резистора датчика тока RSR, подключенного между выводами SRP и SRN (см. схему на рис. 19). Полная шкала дифференциального напряжения между входами SRP и SRN составляет 100mV. Таким образом, для резистора датчика тока 10 mΩ максимальный ток заряда составит 10A. Выражение для тока заряда:

ICHARGE = VISET1 / (20 * RSR)               (2)

VISET1 это напряжение на входе ISET1 в диапазоне 0V .. 2V. Выводы SRP и SRN используются для снятия напряжения с датчика тока RSR, для которого выбирается значение по умолчанию 10 mΩ. Однако можно использовать также резисторы других номиналов. Чем больше сопротивление резистора датчика тока, тем получается больше падение напряжения на нем и больше точность регулирования, но при этом повышаются потери на соединении (больше рассеивается мощность на RSR, что снижает КПД).

Регулирование входного тока адаптера. Общий ток, потребляемый от AC-адаптера или другого источника DC, является функцией от тока потребления системы и тока зарядки батареи. Ток потребления системы может меняться в процессе работы - в зависимости от того, какие части схемы (или процессора) подключаются или отключаются, либо в зависимости от режима работы. Без DPM внешний источник питания должен обеспечивать ток, равный сумме максимального тока потребления системы и максимального тока зарядки, поскольку эти токи могут течь одновременно. С использованием системы DPM система зарядки батареи снижает ток зарядки, когда входной ток превышает установленный входной лимит, установленный выводом ACSET. Поэтому сила тока, которую может выдавать адаптер AC, может быть снижена, что снижает общую стоимость системы.

Ток регулирования адаптера вычисляется наподобие тока регулирования через батарею с помощью датчика тока RAC, подключенного между выводами ACP и ACN (см. схему на рис. 19). Максимальное значение тока устанавливается напряжением ACSET по выражению 3:

IDPM = VACSET / (20 * RAC)                       (3)

VACSET это напряжение на входе ACSET в диапазоне 0V .. 2V. Выводы ACP и ACN используются для измерения напряжения на датчике тока RAC. Обычно для RAC по умолчанию используют значение 10 mΩ. Однако можно использовать также резисторы других номиналов. Чем больше сопротивление резистора датчика тока, тем получается больше падение напряжения на нем и больше точность регулирования, но при этом повышаются потери на соединении (больше рассеивается мощность на RAC, что снижает КПД).

Предзаряд. При включении, если напряжение батареи находится ниже порога VLOWV, то bq24618 прикладывает к батареи ток предзарядки (precharge current). Эта функция предназначена для восстановления глубоко разряженных ячеек батареи. Если порог VLOWV не был достигнут в течение 30 минут с момента инициации тока precharge, то схема заряда выключается и на выводах состояния выводится информация об ошибке (FAULT).

Ток precharge определяется напряжением на выводе ISET2 (VISET2) в соответствии с выражением 4.

IPRECHARGE = VISET2 / (100 * RSR)              (4)

Останов заряда, возобновление заряда, таймер безопасности. Микросхема bq24618 отслеживает ток зарядки во время фазы регулирования напряжения. Когда VTTC в пределах допустимого диапазона, остановка заряда детектируется в тот момент, когда напряжение на выводе VFB станет выше порога VRECH, и при этом ток заряда меньше порога ITERM, вычисляемого по выражению 5:

ITERM = VISET2 / (100 * RSR)                    (5)

Входное напряжение ISET2 находится в диапазоне 0V .. 2V. Минимальный ток предзаряда и ток остановки заряда фиксированы на значении около 125 mA со значением сопротивления по умолчанию для датчика тока 10 mΩ. В качестве предохраняющей функции bq24618 также предоставляет программируемый таймер зарядки. Время зарядки программируется конденсатором, подключенным между выводом TTC и GND, и вычисляется по формуле 6:

tCHARGE = CTTC * KTTC                                  (6)

Здесь CTTC (в диапазоне от 0.01 μF до 0.11 μF, что дает время безопасности от 1 часа до 10 часов) это емкость конденсатора, подключенная между выводом TTC и GND, KTTC это постоянный множитель (5.6 min/nF).

Новый цикл заряда будет инициирован и таймер безопасности (safety timer) будет сброшен, когда произойдет любое из следующих событий:

• Напряжение на батарее упадет ниже порога возобновления заряда (recharge threshold).
• Произойдет сброс по включению питания (power-on-reset, POR).
• Был переключен уровень сигнала разрешения CE.

На вывод TTC можно подать низкий уровень, чтобы запретить остановку заряда и запретить таймер безопасности. Если TTC подтянут к VREF, то для bq24618 будет разрешена остановка заряда, но таймер безопасности будет запрещен. Перевод на короткое время TTC в лог. 0 сбросит таймер безопасности. Когда ACOV, VCCLOWV и SLEEP возобновят нормальное функционирование, таймер безопасности сбрасывается.

Включение. Микросхема bq24618 использует компаратор SLEEP, чтобы определить источник питания на выводе VCC, потому что VCC может получать питание либо от батареи, либо от AC-адаптера. Если напряжение VCC превысит напряжение SRN, то bq24618 разрешит (откроет) ACFET и запретит (закроет) BATFET. Если все другие условия удовлетворяют зарядке, то затем bq24618 пытается зарядить батарею (см. врезку "Enable and Disable Charging"). Если напряжение SRN больше VCC, указывая в качестве источника питания батарею, то bq24618 разрешит (откроет) BATFET и войдет в режим сна (SLLEP) с малым током потребления (< 15 μA), чтобы минимизировать потребляемый от батареи ток.

Если VCC снизится ниже порога UVLO, микросхема будет запрещена, ACFET закроется, BATFET откроется.

Разрешение и запрет зарядки. Следующие условия должны быть соблюдены перед тем, как будет разрешена зарядка батареи:

• CE в лог. 1.
• Микросхема не в режиме UVLO и не в режиме VCCLOWV.
• Микросхема не в режиме сна (SLEEP).
• Напряжение VCC ниже, чем порог превышения напряжения AC (VCC < VACOV).
• Истекла задержка 30 ms после первоначального включения.
• Напряжения REGN LDO и VREF LDO находятся в допустимых значениях.
• Нет состояния отключения по перегреву (Thermal shutdown, TSHUT).
• Не была детектирована ошибка TS (TS fault).

После любого из следующих событий выполняющаяся зарядка будет остановлена:

• CE в лог. 0.
• Отключен AC-адаптер, что приведет к входу микросхемы в режим UVLO, VCCLOWV или SLEEP.
• Напряжение на выходе AC-адаптера выше допустимого.
• Слишком велик ток потребления от REGN или VREF LDO.
• Достигнут порог температуры микросхемы TSHUT (145°C при нарастании и гистерезисом в 15°C).
• Напряжение TS вне допустимого диапазона - показывает, что батарея слишком горячая или слишком холодная.
• Вышел таймаут таймера безопасности TTC.

Выбор питания для обслуживаемой системы. Микросхема bq24618 автоматически подключает системную нагрузку либо к AC-адаптеру, либо к аккумуляторной батарее. Батарея подключается к системе по умолчанию при включении питания или в состоянии микросхемы SLEEP (режим сна). Батарея отключается от системы, и вместо неё подключается AC-адаптер через 30 ms после выхода из режима сна. Автоматическая логика "разрыв-перед-замыканием" (break-before-make) предотвращает сквозные токи при коммутации выбранных источников.

Сигнал ACDRV используется для управления парой P-канальных транзисторов MOSFET, включенных встречно-последовательно (back-to-back) между AC-адаптером и ACP, с истоками, соединенными вместе и подключенными к VCC (см. рис. 19). Транзистор MOSFET, подключенный стоком к AC-адаптеру, предотвращает от обратного тока разряда из батареи в адаптер, когда адаптер выключен; также он минимизирует рассеивание мощности, когда открыт, в сравнении с диодом Шоттки, потому что у открытого канала транзистора MOSFET низкое сопротивление rDS(on). Другой P-канальный транзистор MOSFET, подключенный к ACP, отделяет батарею от адаптера и предоставляет ограниченный скачок тока (dI/dt), когда к системе подключается AC-адаптер, благодаря управлению временем включения транзистора. Сигнал BATDRV управляет P-канальным транзистором MOSFET между BAT и системой.

Когда подключение AC-адаптера не обнаружено, ACDRV подтягивается к is VCC для того, чтобы удерживать ACFET выключенным, что отключает адаптер от системы. BATDRV остается при ACN-6V, чтобы батарея была подключена к системе.

Примерно через 30 ms после того, как устройство вышло из SLEEP, система начнет переключаться от батареи к адаптеру. Логика break-before-make удерживает оба транзистора ACFET и BATFET выключенными 10 μs до того, как транзистор ACFET откроется. Это предотвращает появление сквозного тока или любого большого тока разряда, который может пройти через батарею. BATDRV подтягивается к ACN и вывод ACDRV устанавливается в VCC-6V внутренним регулятором, чтобы включить P-канальный ACFET, подключающий адаптер к системе.

Когда адаптер отключается, система ждет падения VCC к уровню в пределах 200 mV выше SRN, чтобы переключиться на питание от адаптера на батарею. Логика break-before-make все также удерживает 10 μs интервал мертвого времени, предотвращающий сквозные токи. ACDRV подтягивается к VCC, и вывод BATDRV устанавливается на уровень ACN-6V от внутреннего регулятора, чтобы открыть P-канальный BATFET, что подключит батарею к системе.

Асимметричное управление ключами (быстрое выключение и медленное включение) для драйверов ACDRV и BATDRV предоставляет быстрое выключение и медленное включение транзисторов ACFET и BATFET, чтобы помочь логике break-before-make и обеспечить мягкое включение любого MOSFET-транзистора. Время мягкого старта можно еще увеличить, подключив конденсатор от затвора к истоку у P-канальных транзисторов MOSFET.

Автоматический внутренний плавный старт зарядного тока. Зарядное устройство автоматически делает мягкий старт регулирования регулирования тока всякий раз, когда модуль зарядки переходит в режим быстрого заряда (fast charge), чтобы гарантировать, что нет превышения или стресса для выходных конденсаторов силового преобразователя. Мягкий старт основывается на пошаговом увеличении тока регулирования, состоящем из 8 шагов, при прохождении которых ток нарастает до запрограммированного уровня тока зарядки. Каждый шаг длится примерно 1.6 ms для типичного времени нарастания тока 12.8 ms. Для этой функции не требуется внешних компонентов.

Работа импульсного преобразователя. Синхронный двухтактный ШИМ-конвертер (buck PWM converter) использует режим с фиксированной частотой преобразования и схемой управления с опережением (так называемая схема управления feed-forward, см. Википедию). Сеть компенсации type-III позволяет использовать керамические конденсаторы на выходе конвертера. Компенсируемая область входа соединена внутренне между выходом обратной связи FBO и входом усилителя ошибки EAI. Область обратной компенсации (feedback compensation stage) подключена между входом усилителя ошибки EAI и выходом усилителя ошибки EAO. Выходной LC-фильтр для bq24618 выбран по резонансной частоте 12 .. 17 кГц, где резонансная частота вычисляется по формуле:

BQ24618 freq LC equation                                     (7)

Внутренний пилообразный сигнал сравнивается с внутренним управляющим сигналом EAO, чтобы изменять скважность периода управления конвертера. Высота полки пилы составляет 7% от входного напряжения AC-адаптера, что делает её всегда пропорциональной входному напряжению адаптера. Это устраняет любые изменения усиления в петле при изменении входного напряжения, и упрощает петлю компенсации. Пила имеет смещение 300 mV, чтобы обеспечить нулевую скважность, когда сигнал EAO снизится ниже пилы. Сигнал EAO также может превысить уровень сигнала пилы, что даст 100% скважности цикла PWM. Внутренняя логика позволяет достичь скважности 99.5%, чтобы гарантировать, что верхнего N-канального силового транзистора всегда достаточно напряжения, чтобы оставаться полностью открытым. Если напряжение между выводом BTST и PH упадет ниже 4.2V на больше, чем 3 цикла, то верхний N-канальный силовой транзистор MOSFET выключится и нижний силовой MOSFET включится, чтобы перевести цепь PH в нижний уровень напряжения и перезарядить емкость BTST. Тогда верхнее плечо драйвера возвращается к работе в режиме 100% скважности, пока не будет детектирован новый спад напряжения между BTST и PH ниже 4.2V из-за тока разряда конденсатора BTST, и будет заново выдан импульс сброса.

Генератор с фиксированной частотой жестко задает управление частотой переключения при всех условиях изменения входного напряжения, напряжения батареи, тока заряда и температуры, что упрощает разработку выходного фильтра, и сохранения в допустимых пределах (на частоте, которую не слышит человек) уровня шума, генерируемого преобразователем. См. также раздел "Типовое применение bq24618" для выбора индуктивности, емкости и транзисторов MOSFET.

Работа в синхронном и несинхронном режиме. Блок заряда работает в синхронном режиме, когда напряжение SRP-SRN выше 5 mV (ток через индуктивный элемент 0.5A при датчике тока сопротивлением 10 mΩ). В синхронном режиме внутренняя логика управления гарантирует, что работает комплементарное переключение типа break-before-make, чтобы устранить сквозные токи. А течение 30 ns мертвого времени, когда оба транзистора MOSFET выключены, паразитный диод (body diode) транзистора MOSFET нижнего плеча подключает ток через индуктивность. Во включенном состоянии нижнего MOSFET сохраняется малое рассеивание мощности и позволяет осуществить высокий ток заряда. Во время синхронного режима ток через индуктивность течет всегда, и преобразователь работает в режиме Continuous Conduction Mode (CCM), создавая фиксированную двухполюсную систему.

Блок заряда работает в несинхронном режиме, когда напряжение SRP-SRN ниже 5 mV (ток через индуктивный элемент 0.5A при датчике тока сопротивлением 10 mΩ). Блок заряда принудительно входит в несинхронный режим, когда напряжение батареи станет ниже 2V, или когда среднее напряжение SRP-SRN ниже 1.25 mV.

В несинхронном режиме паразитный диод (body diode) нижнего плеча MOSFET может проводить положительный ток индуктивности после того, как выключится верхнее плечо N-канального силового MOSFET. Когда ток нагрузки уменьшается, и ток через индуктивности падает до нуля, паразитный диод естественно выключен, и ток через индуктивность становится прерывистым (discontinuous). Этот режим называется Discontinuous Conduction Mode (DCM). Во время DCM нижнее плечо N-канального силового MOSFET включается на время около 80 ns, когда напряжение на конденсаторе вольтдобавки (bootstrap capacitor) падает ниже 4.2 V. Тогда нижнее плечо силового MOSFET выключается, и остается отключенным до начала следующего цикла, где верхнее плечо силового MOSFET снова включается. Время 80 ns, когда нижнее плечо MOSFET включен, нужно для гарантии, чтобы конденсатор bootstrap всегда перезаряжался и можно было бы удержать включенным верхнее плечо силового MOSFET во время следующего цикла. Это важно для зарядных устройств батарей, которые, в отличие от обычных преобразователей DC-DC, работают с нагрузкой батареи, и может быть ток как заряда, так и разряда. Импульс 80 ns нижнего плеча подтягивает цепь PH (место соединения верхнего и нижнего плеча силовых транзисторов MOSFET) к нижнему уровню, позволяя bootstrap-конденсатору перезаряжаться до напряжения REGN LDO. После 80 ns нижнее плечо MOSFET удерживается выключенным, чтобы предотвратить отрицательный ток индуктивности.

На очень малых токах в несинхронном режиме может быть малый отрицательный ток через индуктивность во время 80 ns импульса перезарядки. Заряд должен быть достаточно низким, чтобы быть поглощенным входной емкостью. Каждый раз, когда преобразователь в цикл с нулевой скважностью, верхнее плечо силового MOSFET не включается, и нижнее плечо MOSFET не включается (только 80 ns импульс перезаряда), и также почти нет никакого разрядного тока батареи.

В режиме DCM автоматически меняется ответ петли регулирования, и получается однополюсная система, в которой полюс пропорционален току нагрузки, поскольку у конвертера нет втекающего тока, и только нагрузка потребляет ток. Это означает, что на очень малых токах ответ петли регулирования происходит медленнее, поскольку здесь меньше доступный втекающий ток для разряда выходного напряжения.

Защита от снижения тока заряда, работающая на каждом цикле. Если напряжение SRP-SRN снижается ниже 5 mV (блок заряда также принудительно переведен в несинхронный режим, когда среднее напряжение SRP-SRN падает ниже 1.25 mV), нижний транзистор MOSFET выключается на оставшееся время цикла переключения, чтобы предотвратить отрицательный ток через индуктивность. Во время DCM нижнее плечо MOSFET включается только на время около 80, когда напряжение на конденсаторе вольтдобавки (bootstrap) падает ниже 4.2V, чтобы обеспечить обновление заряда на конденсаторе вольтдобавки. Это важно для защиты отрицательного тока через индуктивность от эффекта усиления, когда входное напряжение увеличивает мощность, которая передается от батареи к входным конденсаторам, что может привести к стрессовому перенапряжению на цепи VCC и потенциально повредить систему.

Защита от перенапряжения по входу (ACOV). Для ACOV предоставлена защита, чтобы предотвратить повреждение системы от высокого входного напряжения. Как только напряжение AC-адаптера достигает порога ACOV, зарядка прекращается и обслуживаемая система переходит на питание от батареи вместо адаптера.

Отслеживание снижения входного напряжения (UVLO). Система должна получать минимально допустимое напряжение VCC, чтобы гарантировать правильную работу. Это напряжение VCC должно поступать либо от входного AC-адаптера, либо от батареи, поскольку есть цепь питания от батареи до VCC через паразитный диод верхнего плеча (NMOS body diode). Когда VCC падает ниже порога UVLO, все узлы микросхемы запрещаются, и запрещается управление ACFET и BATFET.

Защита от превышения напряжения батареи. Преобразователь не позволяет верхнему плечу MOSFET включиться, когда напряжение на батарее (BAT) превысит 102% напряжения регулирования. Это позволяет ответ в течение одного цикла на событие перенапряжения, которое может случиться, когда нагрузка снимается, или когда батарея отключается. Втекающий ток 8 mA от SRP к GND происходит только во время заряда, и позволяет разряжать энергию, сохраненную в выходной индуктивности, которая передается в выходные конденсаторы. BATOVP также приостанавливает таймер безопасности (safety timer).

Защита от превышения тока заряда, работающая на каждом цикле. Блок заряда имеет вторую защиту от превышения тока. Отслеживается ток заряда на каждом цикле, и предотвращается превышение тока на 160% от запрограммированного. Верхнее плечо силового полумоста MOSFET выключается, когда было определено превышение тока, и работа автоматически возобновляется, когда ток спадает ниже порога защиты.

Защита с выключением при перегреве. У корпуса QFN низкое тепловое сопротивление, которое обеспечивает хорошие условия охлаждения для кристалла. Кроме того, как дополнительный уровень защиты добавлено выключение преобразователя конвертера, когда температура кристалла превысит порог выключения TSHUT 145°C. Блок заряда останется выключенным, пока температура кристалла не упадет ниже 130°C; тогда блок зарядки заново выполнит мягкий старт, если другие условия запуска заряда соблюдены. Выключение по перегреву также приостанавливает таймер безопасности (safety timer).

Измерения температуры батареи. Контроллер постоянно отслеживает температуру батареи путем измерения напряжения между выводом TS и GND. Это напряжение обычно вырабатывается термистором с отрицательным температурным коэффициентом (negative temperature coefficient thermistor, NTC) и внешним делителем напряжения. Контроллер сравнивает это напряжение с внутренними порогами, чтобы определить, разрешена ли зарядка. Чтобы инициировать цикл зарядки, температура батареи должна быть такой, чтобы напряжение TS находилось в пределах между VLTF (напряжение термодатчика для низкой температуры) и VHTF (для высокой температуры). Если температура батареи выйдет за пределы этого диапазона, контроллер приостановит заряд и таймер безопасности, и контроллер будет ждать, пока температура батареи снова окажется в пределах VLTF .. VHTF. Во время цикла заряда температура батареи должна быть в пределах порогов VLTF и VTCO. Если температура батареи вышла из этого диапазона, то контролер опять-таки приостановит заряд и будет ждать момента, когда температура батареи снова окажется в пределах VLTF .. VHTF range. Контроллер приостанавливает заряд путем выключения силовых транзисторов MOSFET моста PWM. На рис. 14 в общей форме показано, как это работает.

BQ24618 TS pin thermistor sense thresholds

Рис. 14. Вывод TS, пороги термодатчика.

Давайте разберем, как рассчитывать сопротивления делителя напряжения для работы термодатчика батареи. Предположим, что имеется термистор 103AT NTC, находящийся в корпусе аккумуляторной батареи, как это показано на рис. 19, тогда значения резисторов RT1 и RT2 можно определить по следующим выражениям:

BQ24618 RT2 equation                                         (8)
BQ24618 RT1 equation                                         (9)

Например, термисторы 103AT NTC используются для отслеживания температуры батареи. Выбор TCOLD = 0ºC и TCUT_OFF = 45ºC даст RT2 = 430 kΩ и RT1 = 9.31 kΩ. Рекомендуется использовать маленький RC-фильтр для защиты от помех и ESD.

BQ24618 TS resistor network

Рис. 15. Цепи подключения термодатчика.

Восстановление из ошибки таймера. Микросхема bq24618 предоставляет метод восстановления, чтобы обработать события ошибки таймера. Ниже приведено обобщение этого метода:

Событие 1: напряжение батареи стало выше порога возобновления заряда (recharge) и произошла ошибка таймаута таймера.

Метод восстановления: очищается состояние ошибки таймера, когда напряжение батареи падает ниже порога возобновления заряда (recharge), и начинается процедура детектирования батареи. Событие POR или перевод управляющего сигнала CE в лог. 0 также очищает эту ошибку.

Событие 2: напряжение батареи ниже порога перезаряда (recharge) и произошла ошибка таймаута.

Метод восстановления: в этом сценарии микросхема подает на батарею ток IFAULT. Это маленький ток, который используется для детектирования извлечения батареи, и он остается включенным так долго, как напряжение на батарее остается ниже порога возобновления заряда (recharge). Если напряжение на батарее станет выше порога возобновления заряда (recharge), микросхема bq24618 запретит выдачу тока IFAULT и выполнит метод восстановления, как он описан выше в Событии 1. Событие POR или перевод управляющего сигнала CE в лог. 0 также очищает эту ошибку.

Выход индикации корректности напряжения питания. Выход с открытым стоком ~PG (power-good) показывает, находится ли напряжение питания VCC в допустимых пределах или нет. Полевой транзистор с открытым стоком замыкает выход ~PG на землю всякий раз, когда bq24618 получает допустимое напряжение VCC (микросхема не находится в состоянии UVLO, или ACOV, или SLEEP). Вывод ~PG может использоваться для управления светодиодом (LED), или для подключения к управляющему микроконтроллеру.

Вход разрешения работы блока заряда. Цифровой вход CE используется для запрещения или разрешения процесса зарядки. Лог. 1 на этом выводе разрешает заряд, если все остальные условия для запуска заряда выполняются (см. врезку "Enable and Disable Charging"). Переход от лог. 1 к лог. 0 на этом выводе также сбрасывает все таймеры и состояния ошибки. На выводе CE имеется внутренний нижний подтягивающий резистор 1 MΩ (pulldown), так что если CE оставить не подключенным, то заряд не начнется.

Индикация состояния заряда. Выходы с открытым стоком STAT1 и STAT2 показывают различные операции зарядки, как это пояснено в таблице 2. Эти выводы состояния могут использоваться для управления индикационными светодиодами (LED), или для выдачи информации в управляющий микропроцессор. OFF в таблице означает, что сток транзистора отключен (транзистор закрыт, ток не течет, светодиод не горит, на выходе лог. 1, если подключен pull-up резистор).

Таблица 2. Как работают выходы индикации состояния STAT.

Состояние заряда STAT1 STAT2
Заряд в процессе ON (лог. 0) OFF (лог. 1)
Заряд завершен OFF (лог. 1) ON (лог. 0)
Приостановка заряда, ошибка таймера, перенапряжение, режим сна (sleep), отсутствие батареи OFF (лог.1) OFF (лог. 1)

Для приложений, где блоки батарей могут извлекаться, микросхема bq24618 предоставляет схему детектирования отсутствия батареи, чтобы корректно обработать события извлечения и установки батареи. Подпрограмма детектирования батареи запускается при включении питания (POR), или если VFB падает ниже VRECH из-за извлечения батареи или её разряда (см. алгоритм на рис. 16).

BQ24618 Battery Detection Flow Chart

Рис. 16. Алгоритм определения подключения батареи.

Пояснения к рис. 16 (см. также Словарик в конце статьи):

POR power-on-reset.
RECHARGE возобновление зарядки.

В момент включения устройства к выводу SRN будет приложен 8 mA ток разряда. Если напряжение на батарее упадет ниже порога LOWV в течение 1 секунды, то источник разряда выключится, и блок заряда включится на низкий ток заряда (125 mA). Если напряжение батареи вырастет выше порога возобновления заряда (recharge) в течение 500 ms, то это значит, что батарея отсутствует, и цикл будет повторен. Если в течение либо 500 ms, либо 1 сек соответствующие пороги были достигнуты, то это означает, что батарея детектирована, и инициируется цикл заряда.

BQ24618 Battery Detect timing diagram

Рис. 17. Диаграмма времени детектирования батареи.

Убедитесь, что не слишком велика общая сумма емкостей на выходе, подключенных к батарее, чтобы для тока разряда напряжение не было слишком низким (ниже порога LOWV) в течение таймаута таймера 1 сек. Максимально допустимая выходная емкость может быть вычислена по формуле:

          IDISCH * tDISCH
CMAX = -------------------                                (10)
        0.5 * (1 + R2/R1)

Здесь:

CMAX максимальная выходная емкость.
IDISCH ток разряда.
tDISCH время разряда.
R2 и R1 резисторы обратной связи от батареи к выводу VFB.

0.5 это множитель, отражающий разницу между порогами RECHARGE и LOWV вывода VFB.

Пример. Для зарядного устройства трех ячеек Li, с R2 = 500 kΩ, R1 = 100 kΩ (12.6V для регулирования напряжения), IDISCH = 8 mA, tDISCH = 1 секунда,

          8 mA * 1 сек
CMAX = ----------------------- = 2.7 mF                   (11)
       0.5 * (1 + 500k/100k)

На основе этих вычислений получается, что общая емкость выходных конденсаторов должна быть не более 2.7 mF для узла батареи, чтобы правильно работал алгоритм детектирования батареи.

BQ24618 Operational Flow Chart

Рис. 18. Диаграмма алгоритма работы (режимы функционирования) bq24618.

Пояснения к диаграмме рис. 18 (см. также Словарик в конце статьи):

POR Power On Reset.
Sleep mode режим сна.
Precharge phase фаза тока предзаряда.
Constant current phase фаза заряда, когда поддерживается постоянный ток.
Constant voltage phase фаза заряда, когда поддерживается постоянное напряжение.
FET транзистор MOSFET.
BATDRV сигнал управления MOSFET-транзистором подключения батареи.
BATFET, ACFET транзисторы MOSFET, подключающие соответственно батарею и AC-адаптер.
fastcharge быстрая зарядка.
IDISCHG ток разряда.
IFAULT ток ошибки.

[Типовое применение bq24618]

Зарядное устройство батареи, собранное на основе bq24618, идеально подходит для больших токов заряда (до 10A), и может заряжать как одиночные элементы аккумуляторов, так и несколько штук, соединенных последовательно. Доступна оценочная плата разработчика bq24610EVM, представляющая собой готовый отладочный модуль (EVM) зарядки для оценки функционала bq2461x. Графики, приведенные выше во врезке "Графики, поясняющие типовое функционирование микросхемы bq24618", были получены с помощью этого модуля bq24610EVM. Подробную информацию по этому отладочному модулю EVM см. в руководстве SLUU396.

BQ24618 Typical System Schematic

Рис. 19. Пример типовой схемы включения bq24618.

Примечание к схеме рис. 19: VIN = 19V, батарея из 3 ячеек, Iadapter_limit = 4A, Icharge = 3A, Ipre-charge = Iterm = 0.3A, таймер безопасности настроен на 5 часов.

Для этого примера дизайна были использованы входные параметры, перечисленные в таблице ниже.

Параметр
Значение
Напряжение AC-адаптера 19V
Предел выходного тока AC-адаптера 4A
Напряжение заряда батареи (количество последовательно включенных ячеек) 12.6V (3 ячейки)
Ток заряда батареи (во время фазы зарядки постоянным током) 3A
Ток предзаряда (precharge) и завершения заряда 0.3A
Таймер безопасности 4 часа

У микросхемы bq2461x рабочая частота ШИМ 600 кГц, что позволяет использовать маленький индуктивный элемент (на схеме это L1) и маленький фильтрующий конденсатор. Ток насыщения индуктивности ISAT должен быть выше, чем ток зарядки ICHG плюс ток пульсации IRIPPLE:

ISAT ≥ ICHG + (1/2)*IRIPPLE                         (12)

Ток пульсации IRIPPLE через катушку зависит от входного напряжения VIN, скважности импульса тока D = VOUT/VIN, частоты переключения fS и индуктивности L:

           VIN * D * (1 - D)
IRIPPLE = ---------------------                (13)
               fS * L

Максимальный ток импульса происходит при D = 0.5 или близко к 0.5. Например, напряжение заряда батареи находится в диапазоне 9V .. 12.6V для 3-баночного аккумулятора. Для 20V напряжения адаптера AC напряжение батареи 9V даст максимальный импульс тока через индуктивность. Другой пример: 4-баночная батарея, где напряжение батареи находится в диапазоне 12V .. 16.8V, в этом случае напряжение батареи 12V даст максимальную пульсацию тока через индуктивность.

Обычно импульс тока через индуктивность выбирают в диапазоне от 20% до 40% от максимального тока зарядки, как компромисс между размером индуктивности и эффективностью практического дизайна.

В микросхеме bq24618 имеется поцикловая защита от снижения тока заряда (undercurrent protection, UCP), которая работает на основе датчика тока заряда, и предназначена для защиты от отрицательного тока через индуктивность. Типичный порог UCP составляет 5mV по спаду, что соответствует спаду 0.5A для резистора датчика тока заряда 10 mΩ (по схеме это RAC).

Входной конденсатор должен иметь достаточно качественные параметры, чтобы поглощать пульсации, которые могут быть на входе. Для самого плохого случая RMS для тока пульсаций составит половину от тока заряда, когда скважность цикла составит 0.5. Если конвертер не работает на скважности 50%, то наихудший RMS-ток для конденсатора ICIN произойдет, когда скважность близка к 50%, и ток пульсаций может быть вычислен по формуле:

BQ24618 input C ripple current equation                                                  (14)

Для входных фильтров должны быть предпочтительно использованы керамические конденсаторы с низким ESR (такие как X7R или X5R), и они должны быть размещены как можно ближе к стоку верхнего плеча полумоста транзисторов MOSFET и истоку нижнего плеча этого же полумоста. Допустимое напряжение для этих конденсаторов должно быть выше, чем обычный уровень входного напряжения. Желательно использовать конденсаторы на 25V, когда входное напряжение 20V. Рекомендуется использовать конденсаторы емкостью от 10 μF до 20μF для токов заряда от 3A до 4A.

Выходной конденсатор также должен иметь достаточно качественные параметры, чтобы поглощать пульсации, которые могут быть на входе. RMS тока через конденсатор может быть вычислена по формуле:

BQ24618 output C ripple current equation                                      (15)

Напряжение пульсаций на выходном конденсаторе может быть рассчитано по формуле:

BQ24618 output C ripple voltage equation                                                 (16)

При определенном напряжении на входе и выходе и определенной частоте переключения напряжение пульсаций может быть уменьшено путем увеличения произведения LC выходного фильтра.

В микросхеме bq24618 есть внутренний компенсатор петли. Чтобы получить хорошую стабильность петли регулирования, резонансная частота выходной индуктивности и конденсатора должна быть выбрана в диапазоне 12 .. 17 кГц. Для приложений зарядных устройств 4-ячеечных аккумуляторов желательно выбрать конденсатор на напряжение 25V или выше, тип X7R или X5R.

Для синхронного переключаемого силового блока зарядного устройства используются 2 внешних N-канальных транзисторов MOSFET. Драйверы затворов для этих транзисторов интегрированы внутрь кристалла микросхемы BQ24618, и они рассчитаны на напряжение затворов транзисторов 6V. Для входного напряжения 20V предпочтительно использовать транзисторы MOSFET с допустимым напряжением сток-исток 30V и выше, а для входного напряжения 20..28V предпочтительно использовать MOSFET на 40V и выше.

Для выбора транзистора MOSFET обычно используют кривую показателя качества (Figure-of-merit, FOM [3]), основываясь на компромиссе между потерями на открытом канале и потерями на переключение. Для MOSFET верхнего плеча полумоста FOMtop определяется как функция сопротивления открытого состояния MOSFET, ONresistance, rDS(on), и заряда затвор-сток, gate-to-drain charge, QGD. Для MOSFET нижнего плеча полумоста, FOMbottom определяется как функция сопротивления открытого состояния MOSFET, ONresistance, rDS(on), и общего заряда затвора, QG.

FOMtop = RDS(ON) * QGD                                                  (17)
FOMbottom = RDS(ON) * QG

Чем меньше значение FOM, тем ниже общие потери мощности и нагрев. Обычно для одного и того же размера корпуса транзистора меньшее значение rDS(on) означает большую цену.

Верхний транзистор силового моста PWM. Потери на верхнем транзисторе MOSFET включают потери на открытом транзисторе и потери на переключение. Это функция от скважности переключения (D = VOUT/VIN), тока заряда (ICHG), сопротивления открытого состояния транзистора MOSFET (ON-resistance, rDS(on)), входного напряжения (VIN), частоты переключения (fS), времени включения (ton) и времени выключения (toff):

Ptop = D * ICHG2 * RDS(on) + (VIN * ICHG * (ton + toff) * fS)/2                         (18)

Первое слагаемое в формуле 18 представляет потери на соединение. Обычно у MOSFET сопротивление RDS(on) увеличивается на 50% при нарастании температуры кристалла до 100°C. Второе слагаемое представляет потери на переключение. Время включения и выключения для MOSFET могут быть получены по формулам:

ton = QSW/ION 
toff = QSW/IOFF
                                                               (19)

Здесь QSW это заряд переключения, ION ток управления затвора на включение и IOFF ток управления затвора на выключение. Если заряд переключения не указан в даташите на транзистор MOSFET, то он может быть вычислен через заряд затвор-сток (gate-to-drain charge, QGD) и заряд затвор-исток (gate-to-source charge, QGS):

QSW = QGD + QGS/2                                                          (20)

Общий ток драйвера для управления затвором может быть вычислен через напряжение REGN (VREGN), напряжение плато MOSFET (plateau voltage, Vplt), общее сопротивление включенного состояния драйвера (Ron) и сопротивления выключенного состояния драйвера (Roff) затвора:

Ion = (VREGN - Vplt)/Ron
Ioff = Vplt / Roff
                                                  (21)

Нижний транзистор силового полумоста PWM. Потери на соединение в нижнем транзисторе MOSFET вычисляется по следующей формуле, когда полумост работает в синхронном непрерывном режиме тока через индуктивность (CCM):

Pbottom = (1 - D) * ICHG2 * RDS(on)                                    (22)

Если напряжение SRP-SRN снизится ниже 5 mV (блок зарядки также перейдет в несинхронный режим, когда напряжение SRP-SRN будет меньше 1.25 mV), нижнее плечо полумоста выключится на оставшееся время периода цикла, чтобы предотвратить отрицательный ток через индуктивность.

В результате весь ток свободного хода пройдет через паразитный диод (body diode) нижнего плеча полумоста MOSFET. Максимальный ток заряда в несинхронном режиме может быть до 0.9A (обычно 0.5A) для датчика тока заряда сопротивлением 10 mΩ, с учетом допусков микросхемы. Выбрать нижний транзистор MOSFET нужно либо с внутренним встроенным диодом Шоттки, либо с паразитным диодом, который может пропустить максимальный ток заряда для несинхронного режима.

Потери в драйвере затворов MOSFET составляют основные потери рассеиваемой мощности в микросхеме контроллера, когда преобразователь работает на переключение. Выбор MOSFET с малым общим значением заряда затвора Qg_total уменьшит потери мощности, чтобы избежать выключения от перегрева.

PICLoss_driver = VIN * Qg_total * fs                                    (23)

Здесь Qg_total это общий заряд затвора для верхнего и нижнего транзистора MOSFET при напряжении VREGN = 6V.

При горячем подключении AC-адаптера в работающую систему паразитная индуктивность и входная емкость кабеля адаптера формируют систему второго порядка. Выброс напряжения на выводе VCC может превысить максимально допустимое для микросхемы значение и повредить её. Входной фильтр должен быть правильно рассчитан и протестирован, чтобы предотвратить событие превышения напряжения на выводе VCC. Вывод ACP/ACN должен быть помещен после входного ACFET, чтобы избежать стресса перенапряжения на этих выводах при горячем подключении адаптера.

Есть несколько методов демпфирования или ограничения пиков перенапряжения при подключении AC-адаптера. Электролитический конденсатор с большим значением ESR на входе может подавить пик перенапряжения до значения ниже максимального допустимого напряжения на выводе микросхемы. Диод Зенера TVS (стабилитрон) на большой ток также может ограничить перенапряжение до безопасного. Однако эти два решения могут быть дороги, или получиться довольно большого размера.

Эффективное по цене и небольшое по размеру решение показано на рис. 20. R1 и C1 представляют демпфирующую RC-цепочку, подавляющую паразитные колебания при ударном повышении напряжения при горячем подключении адаптера. В результате пик перенапряжения снижается до безопасного уровня. D1 используется для защиты вывода VCC микросхемы от обратного напряжения (это может быть паразитный диод входного транзистора ACFET). C2 это развязывающий конденсатор вывода VCC, и он должен быть помещен как можно ближе к выводу VCC корпуса микросхемы. R2 и C2 формируют дополнительную демпфирующую RC-цепочку, также защищающую микросхему от быстрого изменения напряжения и высоковольтных импульсов. Значение C2 должно быть меньше значения C1, так что R1 может иметь значение больше, чем ESR для C1, чтобы получить достаточный эффект демпфирования горячего подключения. Корпуса R1 и R2 должны быть достаточного размера (на схеме рис. 20 в скобках показаны типоразмеры SMD используемых резисторов), чтобы выдержать импульсный ток и мощность (см. даташит производителя резисторов). Значения номиналов компонентов фильтра всегда должны быть проверены в реальном приложении, и некоторые незначительные подстройки могут понадобиться, чтобы удовлетворить требованиям реальной схемы приложения.

BQ24618 Input Filter

Рис. 20. Пример схемы входного фильтра.

Микросхема bq24618 предоставляет внутреннюю петлю компенсации. По этой схеме самая лучшая стабильность петли при резонансной частоте LC выходного фильтра будет в диапазоне 12 .. 17 кГц.

В следующей таблице представлены типичные номиналы LC для различных токов заряда:

Таблица 4. Типичные значения индуктивности, емкости и резистора датчика тока как функция от тока заряда BQ2468 (на частоте переключения 600 кГц).

Ток заряда
 2A   4A  6A  8A   10A 
Выходная индуктивность LO 6.8 μH 4.7 μH 3.3 μH
Выходная емкость Co 20 μF 30 μF 40 μF
Сопротивление датчика тока 10 mΩ

RefDes
Колич. Описание
Q1, Q2, Q3 3 P-канальный MOSFET, 30V, 35A, корпус PowerPAK 1212-8, Vishay-Siliconix, Si7617DN
Q4, Q5 2 N-канальный MOSFET, 30V, 12A, корпус PowerPAK 1212-8, Vishay-Siliconix, Sis412DN
D1 1 Двойной диод Шоттки, 30V, 200mA, SOT23, Fairchild, BAT54C
D2, D3, D4 3 Зеленый светодиод (LED), 2.1V, 20mA, LTST-C190GKT
RAC, RSR 2 Резисторы для датчиков тока, 10mΩ, 2010, Vishay-Dale, WSL2010R0100F
L1 1 Индуктивность 6.8μH, 5.5A, Vishay-Dale IHLP2525CZ
C8, C9, C12, C13 4 Керамический конденсатор, 10μF, 35V, 20%, X7R
C4, C5 2 Керамический конденсатор, 1μF, 16V, 10%, X7R
C1, C3, C6, C11 4 Керамический конденсатор, 0.1μF, 16V, 10%, X7R
C2, C10 2 Керамический конденсатор, 0.1μF, 50V, 10%, X7R
C7 1 Керамический конденсатор, 1μF, 50V, 10%, X7R
C14, C15 (не обязательно) 2 Керамический конденсатор, 0.1μF, 50V, 10%, X7R
C16 1 Керамический конденсатор, 2.2μF, 35V, 10%, X7R
Cff 1 Керамический конденсатор, 22pF, 25V, 10%, X7R
CTTC 1 Керамический конденсатор, 0.056μF, 16V, 5%, X7R
R1, R3, R5, R7 4 Резистор SMD, 100kΩ, 0.125Вт, 0.5%
R2 1 Резистор SMD, 500kΩ, 0.125Вт, 0.5%
R4 1 Резистор SMD, 32.4kΩ, 0.125Вт, 0.5%
R6 1 Резистор SMD, 10kΩ, 0.125Вт, 0.5%
R8 1 Резистор SMD, 22.1kΩ, 0.125Вт, 0.5%
R10 1 Резистор SMD, 430kΩ, 0.125Вт, 1%
R11, R12, R13, R18, R19 5 Резистор SMD, 10kΩ, 0.125Вт, 5%
R14, R15 (не обязательно) 2 Резистор SMD, 100kΩ, 0.125Вт, 5%
R16 1 Резистор SMD, 100Ω, 0.125Вт, 5%
R17 1 Резистор SMD, 10Ω, 0.25Вт, 5%
R20 1 Резистор SMD, 2Ω, 1Вт, 5%

BQ24618 Continuous Conduction Mode Switching fig21

Рис. 21. Режим CCM, VIN=19V, VBAT=12V, ICHG=4A.

BQ24618 Continuous Conduction Mode Switching fig21

Рис. 22. Мягкий старт тока заряда батареи, VIN=19V, VBAT=12V.

[Рекомендации по выбору источника питания]

Чтобы микросхема bq2461x правильно работала, VCC должен быть в диапазоне от 5V до 28V (bq24610) или 24V (bq24617). Чтобы начать заряд, VCC должен быть выше, чем SRN на как минимум 500 mV (иначе микросхема перейдет в режим сна, sleep mode). Компания TI рекомендует входное напряжение как минимум на 1.5 .. 2V выше, чем напряжение на батарее, учитывая потери постоянного тока на верхнем плече полумоста MOSFET (на сопротивлении RDS(on)), индуктивности (DCR), и входном резисторе датчика тока (между ACP и ACN), падение на паразитном диоде RBFET между VCC и входным источником питания, и на резисторе датчика тока батареи (между SRP и SRN). Предел мощности для входного источника питания должен быть больше, чем максимальная мощность, требуемая либо для нагрузки системы, либо для заряда батареи (больше, чем любая из этих двух потребляемых мощностей).

[Рекомендации по разводке печатной платы]

Времена нарастания и спада переключающихся сигналов должны быть минимизированы, чтобы снизить потери на переключение. Важна правильная разводка платы и размещение компонентов, чтобы минимизировать высокочастотные петли для токов (см. рис. 23) - это предотвратит электрические помехи и электромагнитные наводки и связанные с ними проблемы резонанса на высоких частотах. Ниже приведен ряд рекомендаций для правильной компоновки и разводки печатной платы - выполнение этих пунктов очень важно для качественной работы BQ24618.

1.



Поместите входной конденсатор как можно ближе к питанию переключающихся транзисторов MOSFET и соединениям земли GND, используйте для этого как можно более короткие и широкие проводники на печатной плате. Эти части должны быть помещены на одном и том же слое PCB вместо применения разных слоев и использования переходных отверстий для соединения.
2.



Корпус микросхемы должен быть размещен как можно ближе к затворам переключающихся транзисторов MOSFET, чтобы сделать сигнальные проводники для управления как можно короче для чистого управления ключами MOSFET. Микросхема может быть размещена на разных слоях печатной платы относительно транзисторов MOSFET.
3.




Разместите входной вывод индуктивности как можно ближе к выходу переключающегося полумоста MOSFET. Минимизируйте длину этого проводника для снижения электромагнитных помех, но сделайте этот проводник достаточно широким, чтобы он мог пропустить ток заряда. Не используйте несколько слоев параллельно для этого соединения. Минимизируйте паразитную емкость от этого проводника до других проводников или сигналов.
4.





Резистор датчика тока заряда должен быть размещен сразу после выходного контакта индуктивности. Разведите сигнальные провода от датчика тока обратно к микросхеме в одно и том же слое, близко друг к другу (минимизируя область петли), и не проводите эти трассы близко к проводникам, проводящим большой ток (см. рис. 24 для примера разводки, обеспечивающей наилучшую точность измерения тока). Разместите развязывающие конденсаторы для этих сигналов рядом с микросхемой.
5.

Поместите выходной конденсатор рядом с выходом резистора датчика тока, между этим сигналом и землей.
6.

Соединения с GND выходного конденсатора должны быть подключены в том же слое, что и соединение с GND входного конденсатора, и перед соединением с GND системы.
7.








Разведите цепи земли аналоговых сигналов отдельно от земли питания, и используйте соединение в одной точке между этими землями. Прямо под микросхемой используйте заливку медью для аналоговой земли, но избегайте для выводов питания для уменьшения наводок шумов из-за индуктивных и емкостных паразитных связей. Соедините аналоговую землю с шиной GND. Соедините аналоговую землю и землю питания друг с другом, используя термоплощадку в качестве единственной точки, где соединяются эти земли. Альтернативно используйте 0Ω резистор (резисторы-перемычки) для подключения аналоговой земли к земле питания (термоплощадка в этом случае должна быть соединена с аналоговой землей). Весьма рекомендуется использовать звездообразное соединение под термоплощадкой.
8.


Важно припаять термоплощадку под донышком микросхемы к общей земле на печатной плате. Убедитесь, что имеется достаточное количество переходных отверстий для передачи тепла прямо под микросхемой, которые будут соединять общие заливки медью земли на других слоях.
9.

Поместите развязывающие конденсаторы рядом с выводами микросхемы, и сделайте соединительные проводники до них как можно короче.
10.

Все размеры переходных отверстий и их количество должны строго контролироваться, и соответствовать путям распространения токов.

BQ24618 High Frequency Current Path

Рис. 23. Цепи распространения высокочастотных токов.

BQ24618 Sensing Resistor PCB Layout

Рис. 24. Разводка цепей резистора датчика тока.

См. дизайн платы EVM (SLUU396) для рекомендаций по размещению компонентов с размещением печатных проводников и переходных отверстий. Для информации по корпусу QFN см. SCBA017 и SLUA271.

[Словарик]

AC Alternating Current, переменный ток.

ACFET транзистор MOSFET, управляющий подключением AC-адаптера.

BATFET транзистор MOSFET, управляющий подключением батареи.

break-before-make специальная логика управления переключением, работающая по принципу "сначала выключи, потом включи", но ни в коем случае не наоборот. Это гарантирует отсутствие больших импульсных токов как от адаптера, так и от батареи.

CCM Continuous Conduction Mode, режим переключения с непрерывным током через индуктивный элемент.

CDM Charged Device Model, модель заряженного устройства. Термин относится к параметрам ESD.

DC Direct Current, постоянный ток.

DPM Dynamic Power Management, динамическое управление питанием.

EAI error amplifier input, вход усилителя ошибки.

EAO error amplifier output, выход усилителя ошибки. 

ESD Electro-Static Discharge, разряд статического электричества.

ESR Equivalent Series Resistance, эквивалентное последовательное сопротивление.

EVM Evaluation Module, оценочный модуль. Плата от производителя микросхемы, которая предназначена для проверки и отладки режимов заряда.

FBO feedback output, выход обратной связи.

FOM Figure-of-merit, показатель качества.

HBM Human Body Model, модель тела человека. Термин относится к параметрам ESD.

JEITA Japan Electronics and Information Technology Industries Association.

LDO Low Drop-Out, линейный регулятор напряжения с малым падением напряжения на силовом регулирующем элементе.

NTC negative temperature coefficient, отрицательный температурный коэффициент. Термин относится к терморезистору, у которого сопротивление падает с ростом температуры.

POR power-on-reset, сброс при включении питания.

PWM Pulse-Width Modulation, широтно-импульсная модуляция (ШИМ).

RMS Root Mean Square, среднее квадратическое значение.

SBC Synchronous Buck Converter, импульсный преобразователь напряжения с возможностью как понижения, так и повышения выходного напряжения относительно входного.

UCP undercurrent protection, защита от снижения тока зарядки.

[Ссылки]

1. Stand-Alone USB-Friendly Synchronous Switch-Mode Li-Ion or Li-Polymer Battery Charger with System Power Selector and Low Iq site:ti.com.
2Микросхема bq24030, bq24031, bq24032A, bq24035, bq24038 - контроллер зарядного устройства.
3. Оценка качества транзисторов MOSFET.

 

Комментарии  

 
0 #2 Виталий 04.02.2017 18:04
Типовая схема от батареи без зарядки работать будет? Если да, то как можно повысить выходной ток к системе до 6-8А?
Цитировать
 
 
0 #1 Олег 06.11.2016 17:21
Спасибо за статью. Вот бы такое же описание на bq24297. Может сделаете?

microsin: пока что такой необходимости нет.
Цитировать
 

Добавить комментарий


Защитный код
Обновить

Top of Page