Администрирование Железо Линейное управление коэффициентом усиления Sat, April 17 2021  

Поделиться

Нашли опечатку?

Пожалуйста, сообщите об этом - просто выделите ошибочное слово или фразу и нажмите Shift Enter.

Линейное управление коэффициентом усиления Печать
Добавил(а) microsin   

Линейная функция управления усилением с диапазоном три декады может быть достигнута с помощью транзистора JFET, включенного в цепь обратной связи не инвертирующего усилителя. Помимо предельной простоты схемы, могут быть сконструировано несколько схем регулировки усиления на микросхемах двойных операционных усилителей и сборки из двух JFET, либо на счетверенных операционных усилителях и сборке из четырех JFET. Такие схемы могут быть даже интегрированы с ионно-имплантированными JFET на одном или нескольких монолитных кристаллах операционных усилителей (далее сокращенно ОУ). Диапазон регулирования может быть разработан с коэффициентом от 2:1 до 1000:1 и выше, но входные уровни напряжений ограничены допустимыми искажениями. Рабочая полоса частот зависит от максимального усиления и максимальной полосы пропускания единичного усиления используемого ОУ.

Транзистор JFET давно используется в качестве резистора, управляемого напряжением (Voltage Controlled Resistor, сокращенно VCR), часто как плечо шунта схемы аттенюатора, как на схеме рис. 1. Достоинство использования JFET в качестве VCR:

1. Сигнал управления почти идеально изолирован от цепи распространения регулируемого сигнала.
2. Сопротивление VCR может меняться от очень малого до бесконечно большого, с почти бесконечным соотношением max/min.

AN6603 Voltage Controlled JFET Attenuator fig01

Рис. 1. JFET в управляемом делителе уровня сигнала.

Однако есть и недостатки:

1. JFET ведет себя как линейное сопротивление только при малых значениях напряжения сток-исток VDS.
2. Нелинейность сопротивления увеличивается при достижении управляющего напряжения затвор-исток VGS уровня отсечки VP, когда сопротивление максимальное.
3. Зависимость сопротивления RD от VGS обратная, а не прямая линейная.
4. Несколько VCR с согласованными характеристиками в полном диапазоне регулирования крайне трудно получить по любой разумной цене.
5. Производственный разброс напряжения отсечки VP требует отдельного подбора установленного смещения и коэффициента передачи в каждой схеме.

Анализ стоковых характеристик JFET на рисунках 2, 3, 4 и 5 показывает существенную нелинейность RD на больших уровнях сигнала, особенно при приближении VGS к VP. Нужно обойти этот нелинейный регион, чтобы обеспечить приемлемый уровень искажений. Один из очевидных путей для этого - ограничить VDS малыми значениями, когда RD высокое, как предложено рисунками 4 и 5. Другой способ - использовать JFET с высоким VP, как предложено на рисунках 3 и 5.

AN6603 VP 2 8V fig02

Рис. 2. VP = 2.8V.

AN6603 VP 9V fig03

Рис. 3. VP = 9V.

AN6603 VP 2 8V fig04

Рис. 4. VP = 2.8V.

AN6603 VP 9V fig05

Рис. 5. VP = 9V.

Обратное соотношение RD и VG можно обратить в преимущество, поскольку именно оно позволяет описывать линейное управление усилением в схеме. Наличие согласованных монолитных двойных JFET, таких как 2N3958 (не пытайтесь подобрать отдельные согласованные пары, потому что их соответствие сопротивления близко к VP может быть не настолько хорошим, как у монолитных версий транзисторов), дает возможность достичь разумного компромисса между ценой и совпадением характеристик сопротивления во всем диапазоне управления. Также существуют монолитные четверки транзисторов. Конечная проблема производства с соответствием VP может быть снята с помощью методов ионного имплантирования, в результате изменение VP в партии может поддерживаться в пределах нескольких десятых вольта.

AN6603 AVmin eq 1 fig06

Рис. 6. AVMIN = 1.

Схема управления усилением представляет собой обычную схему не инвертирующего усилителя, охваченного обратной связью, см. рис. 6. Здесь резистор, от которого зависит коэффициент усиления AV, заменен на RD канала исток-сток полевого транзистора.

          R1
AV = 1 + ----                          (1)
          RD

Теперь RD можно приравнять к управляющему напряжению VC следующим образом:

              VP
RD = ro * ----------                   (2)
           VP - VGS

Здесь

ro = RD | VGS = 0                      (3)

VC = VP - VGS                          (4)

Получается, что функция усиления линейно зависит от VC:

          R1*VC
AV = 1 + -------                       (5)
          ro*VP

 

При VC=0 усиление уменьшиться до 1. При VC=VP усиление увеличится до 1 + R1/ro, оно может быть порядка 1000. Если необходимо ограничить минимальное усиление некоторым значением, большим 1, то может быть добавлен резистор R2, как показано на рис. 7.

AN6603 AVmin more than 1 fig07

Рис. 7. AVMIN > 1.

Тогда формула для усиления получится следующей:

          R1     R1*VC
AV = 1 + ---- + -------
          R2     ro*VP

В любом случае сохраняется линейная зависимость усиления от VC.

В действительности схемы на рис. 6 и 7 показывают линейную зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения для некоторых значений минимального усиления, что показано на рис. 8 для транзистора с коротким каналом. Есть некоторая нелинейность, появляющаяся на коэффициентах усиления, близких к минимальным, что видно на всех кривых. Это безусловно, связано с неидеальной характеристикой JFET, вызванной конечным контактом и объемным сопротивлением у истока и стока.

AN6603 Gain vs Control Voltage for Short Channel JFET fig08

Рис. 8. Зависимость усиления от напряжения управления для JFET с коротким каналом.

Рис. 9 показывает подобную зависимость управления для JFET с более длинным каналом, в котором управляемое сопротивление канала является большей частью общего сопротивления, чем сопротивление транзистора с коротким каналом, кривая которого показана на рис. 8. Для приложений регулирования, требующих более точной линейной зависимости управления усилением, предпочтительно использовать транзисторы с длинным каналом.

AN6603 Gain vs Control Voltage for Long Channel JFET fig09

Рис. 9. Зависимость усиления от напряжения управления для JFET с длинным каналом.

Может быть выполнено несколько схем с переменным усилением, когда в качестве управляющих элементов с согласованными сопротивлениями обратной связи используются монолитные сборки с несколькими JFET. Двойной JFET, такой как 2N3958 [2], используемый в одинаковых схемах управления, показывает одинаковую регулировку во всем диапазоне управления, даже когда VGS приближается к VP, когда ожидаются наибольшие расхождения, см. графики на рис. 10. Подобные параметры для счетверенных схем управления при использовании монолитной микросхемы с четырьмя P-канальными JFET (AM97C09 или AM9709 компании National Semiconductor) показаны на рис. 11.

AN6603 Control Gain Match for Dual JFET fig10

Рис. 10. Совпадение характеристик управления усилением для двойных JFET.

AN6603 Monolithic Quad Gain Control Tracking fig11

Рис. 11. Совпадение характеристик управления усилением для счетверенных JFET.

[Искажения]

На рисунках 2, 3, 4 и 5 показано, что JFET работают как линейное сопротивление только для относительно низкого значения напряжения сток-исток VDS, приложенного в любой полярности. Это особенно очевидно для положительного VDS (для N-канального JFET) и VGS, приближающегося к напряжению отсечки VP. Отличия рисунков 4 и 5 показывают, что максимально допустимый сигнал больше для транзисторов с высоким напряжением отсечки VP по сравнению с транзисторами, у которых меньше напряжение отсечки.

Можно дополнительно улучшить характеристики линейности, прикладывая часть VDS последовательно с управляющим напряжением, приложенным к VGS. Схемы, где это реализовано, показаны на рисунках 12 и 13.

AN6603 VDS Feedback to Gate fig12

Рис. 12. Обратная связь VDS/2, приложенная к затвору.

Бывает, что около половины VDS, приложенных к затвору, обеспечивает наибольшее улучшение линейности для малых сигналов. Дополнительно ставятся два резистора и один конденсатор, как показано на рис. 12. Конденсатор просто блокирует прохождение управляющего напряжения от стока JFET на вход ОУ.

AN6603 Fast Control Modification fig13

Рис. 13. Модифицированная схема с быстрым управлением.

Рис. 13 показывает добавление эмиттерного повторителя, чтобы предотвратить резкое изменение VC от прохождения на ОУ.

AN6603 VP 2 8V fig14

Рис. 14. VP = 2.8V.

AN6603 VP 9V fig15

Рис. 15. VP = 9V.

Рисунки 14 и 15 показывают улучшение линейности стока по сравнению с рисунками 2, 3, 4 и 5. Улучшение также видно по графикам искажений в зависимости от входного сигнала на рисунках 16, 17, 20 и 21.

AN6603 Distortion with VP 2 8V fig16

Рис. 16. Искажение с VP = 2.8V.

AN6603 Distortion with VP 2 8V and Linearization fig17

Рис. 17. Искажение при VP = 2.8V с линеаризацией.

AN6603 VP 2 8V fig18

Рис. 18. VP = 2.8V.

AN6603 VP 9V fig19

Рис. 19. VP = 9V.

AN6603 Distortion with VP 8 2V fig20

Рис. 20. Искажение с VP = 8.2V.

AN6603 Distortion with VP 8 2V Linearized fig21

Рис. 21. Искажение при VP = 8.2V с линеаризацией.

Обратите внимание, что уровень искажений при любом значении VC является в первую очередь функцией от входного сигнала (который равен сигналу обратной связи, подаваемому на сток JFET, подключенный к инверсному входу ОУ). В этой прямой зависимости делается некоторая модификация, если R2 шунтирует JFET, как показано на рис. 7. Тогда измеренное искажение на низком уровне сигнала является результатом шума, сигнал мало влияет на уровень искажений. На этих графиках максимальное усиление ограничено значением около 100, чтобы избежать области с низким отношением сигнал/шум. Здесь шум представлен шумом входного каскада ОУ и сопротивлением источника входного сигнала, плюс вклад шума JFET, который в сущности является тепловым шумом сопротивления канала RD.

[Полоса пропускания и постоянная времени управления]

Полоса пропускания схемы это полоса пропускания замкнутого контура обратной связи ОУ, используемого при (мгновенном) установленном усилении. Постоянной времени регулировки усиления является постоянная времени входной цепи на JFET (зависит от значения R на рис. 13), ограниченная быстродействием ОУ. Сам JFET реагирует практически мгновенно, генерируя скачок изменения коэффициента обратной связи. Таким образом, постоянная времени управления составляет не более нескольких микросекунд.

[Области применения]

Схемы электронной регулировки усиления могут использоваться в следующих приложениях:

1. Дистанционное или многоканальное управление усилением.
2. Системы шумопонижения, основанные на сжатии и расширении динамического диапазона сигнала.
3. Ограничение громкости, автоматическое регулирование уровня.

На рис. 22 показан пример схемы с управляемым коэффициентом усиления в диапазоне 1-1000, максимальным уровнем выходного сигнала 8.5 Vrms, и полосой пропускания свыше 20 кГц на максимальном усилении. Используется JFET с максимально высоким VP, чтобы получить минимальные искажения.

AN6603 Amplifier with Gain Range 1 1000 fig22

Рис. 22. Регулируемый усилитель с диапазоном усиления от 1 до 1000.

Рисунки 23 и 24 показывают графики постоянного искажения. Обратите внимание, что кривая управления усилением нелинейная вблизи единичного усиления, потому что применяемый PN4091 является полевым транзистором с коротким каналом (short channel JFET).

AN6603 Gain for Circuit Figure22 fig23

Рис. 23. Усиление схемы на рис. 22.

AN6603 Distortion for Circuit Figure22 fig24

Рис. 24. Искажение схемы на рис. 22. THD означает Total Harmonic Distortion, т. е. коэффициент нелинейных искажений.

Искажение достаточно низкое, кроме ограничения на максимальном выходном напряжении. Очевидно, что максимальное ein ограничивается насыщением на выходе. В этом примере используется LM318 только для достижения широкополосного отклика на максимальном усилении. Входное напряжение усилителя должно быть ограничено значением около 8 mVrms на максимальном усилении, когда отношение сигнал/шум составляет около 60 dB на полосе частот 10 кГц.

Более практичная схема может реализовать диапазон регулировки усиления 1-100. Тогда можно применить ОУ LM301A, и все еще будет обеспечена полоса 10 кГц на максимальном усилении. Соответственно входной сигнал может быть увеличен до 80 mVrms для отношения сигнал/шум 80 dB. Эти параметры могут быть реализованы для схем с двумя или четырьмя каналами, но нужно уделить внимание требуемой полосе пропускания на максимальном усилении. Можно использовать любой сдвоенный ОУ вместе с 2N3958 (монолитно организованная пара JFET [2]), или счетверенный ОУ LM324 в приложениях с ограниченной полосой пропускания, вместе с монолитными микросхемами четырех транзисторов JFET. На рис. 25 показана схема одновременного управления усилением четырех каналов в диапазоне регулировки 40 dB. Регулируемое усилением превышает диапазон 1-100, полоса пропускания составляет минимум 10 кГц, соотношение сигнал/шум лучше 70 dB при максимальном напряжении на выходе 4.3 Vrms. На рис. 12 показана кривая усиления и соответствующие характеристики.

AN6603 Quad Gain Control fig25

Рис. 25. Электронное управление усилением для 4 каналов.

R = 1M
R1 = 20k
R2 = 5k
R3 = 240k
R4 = 10k
R5 = 10k
C1 = 0.01μF
C2 = 1μF

Соображения шума могут быть важны в этом способе управления усилением, поскольку сигнал усиливается, а не ослабляется. Для реализации функции регулируемого аттенюатора 40 dB необходимо установить фиксированный аттенюатор на входе усилителя и возможно также на выходе. Это снизит минимальный уровень сигнала до милливольт, поэтому желателен малошумящий усилитель. Может быть использован сдвоенный малошумящий ОУ LM381 в аттенюаторе звука 40 dB при соотношении сигнал/шум около 100 dB, или в аттенюаторе 60 dB при соотношении сигнал/шум 80 dB. Улучшение соотношения сигнал/шум может быть реализовано снижением полосы пропускания, когда обрабатывается фиксированная частота или низкая частота. Минимального шума также можно достичь путем снижения выходного сопротивления источника сигнала, желательно использовать сопротивления ниже 1 кОм.

Изменение температуры будет влиять на изменение усиления, потому что сопротивление канала JFET зависит от температуры. Этот эффект можно снизить путем использования кремниевого резистора R1 для цепи обратной связи ОУ. Если JFET интегрирован на кристалл ОУ, то на этот же кристалл можно было бы интегрировать и R1.

В приложении экспандера уровня (применяется в системах шумопонижения, см. рис. 26) требуемый диапазон регулирования составляет около 1:4, и входной сигнал мал для условий низкого усиления, когда искажение может быть наиболее очевидным.

AN6603 Volume Expander Compressor fig26

Рис. 26. Блок-схема компрессора/экспандера громкости.

Для управляемого усилителя необходимо перекрыть диапазон изменения усиления только 12 dB, самый низкий для слабых сигналов. Наклон кривой регулировки усиления должен быть линейным, точнее линейной должна быть зависимость наклона усиления dB (в логарифмической шкале) от уровня сигнала (в логарифмической шкале). На практике используется диапазон регулировки усиления 12 dB при изменении входного сигнала в диапазоне свыше 30 dB. Пиковый детектор должен быть линейным вплоть до очень малых сигналов, демонстрируя быструю атаку или время заряда в миллисекунду или менее, постоянную времени заряда около 2 секунд, и он должен работать как детектор полного периода сигнала. Таким образом, детектор должен сохранять линейность пикового детектирования на полном периоде и обладать низким внутренним сопротивлением. Эти требования можно удовлетворить схемой на рис. 27.

AN6603 Full Wave Linear Precision Peak Detector fig27

Рис. 27. Пиковый линейный детектор полного периода.

Желаемые рабочие показатели может обеспечить схема, показанная на рис. 28. График функции управления усилением показан на рис. 29, при всех уровнях сигнала искажения ниже 0.1%. Добавлены резисторы R3 и R4, чтобы модифицировать линейную кривую управления с приведением её к логарифмической кривой.

AN6603 Volume Expander Circuit fig28

Рис. 28. Схема экспандера уровня.

AN6603 Expander Gain Characteristics fig29

Рис. 29. Характеристика усиления экспандера.

Следует отметить, что входной сигнал ослабляется перед усилением, чтобы уменьшить искажение и поддержать общий коэффициент усиления примерно 0 dB в среднем диапазоне уровней экспандера. Шум LM124 на полосе частот 20 кГц зависит, конечно, от уровня сигнала; однако максимальное соотношение сигнал/шум составляет 80 dB. Схема может быть адаптирована для стерео или квадро. Вопросы по индивидуальному проектированию касаются способа управления - следует ли выполнять экспандирование всех каналов сразу, и следует ли получать сигнал управления отдельно от каждого канала, либо от сумму от 2 до 4 каналов, либо только от одного канала (если подразумевать, что высокий уровень на любом канале соответствует высокому уровню всех каналов). Обратите внимание, что JFET смещается в сторону закрытия (при минимальном усилении) для слабых сигналов, и при увеличении уровней сигналов смещение увеличивается в сторону открытия JFET (максимальное усиление).

[Выводы]

Комбинация JFET и ОУ позволяет реализовать линейное управление усилением уровня в диапазоне до 60 dB. Поскольку схема реализует регулировку на положительном усилении вместо отрицательного, уровень входного сигнала ограничивается. Входной сигнал дополнительно ограничивается несколькими сотнями милливольт из-за нелинейности JFET (который видит полный входной сигнал). Поскольку диапазон входных сигналов обычно составляет 10-300 mV, важны шумовые параметры выбранного ОУ. Несмотря на это можно получить соотношение сигнал/шум 60..100 dB на стандартных ОУ. Согласованная пара или четверка усилителей реализуема с применением монолитных транзисторов JFET (2 или 4 JFET на одном кристалле), а также интеграцией этих JFET вместе с ОУ на одном кристалле.

[Ссылки]

1. AN-6603 A Linear Gain Controlled Amplifier site:onsemi.cn.
2. 2N3958 Monolithic N-Channel JFET Dual (VISHAY SILICONIX).

 

Добавить комментарий


Защитный код
Обновить

Top of Page